基于新型CCCII的電流模式積分電路

李 超，劉譽檬

（西北工業(yè)大學(xué) 電子信息學(xué)院，陜西 西安 710129）

在模擬電子電路中，人們長久以來習(xí)慣于采用電壓作為信號變量，并通過處理電壓信號來決定電路的功能。因此促成了大量電壓信號處理電路，或者稱為電壓模式電路的誕生和發(fā)展[1]。

但是，隨著被處理信號的頻率越來越高，電壓型運算放大器的固有缺點開始阻礙它在高頻、高速環(huán)境中的應(yīng)用。電壓型運算放大器的缺點之一，它在-3 dB閉環(huán)寬帶與閉環(huán)增益的乘積是常數(shù)，當(dāng)寬帶向高頻區(qū)域擴展時，增益成比例下降；缺點之二，它在大信號下輸出電壓的最高轉(zhuǎn)換速率很低，一般只有 0.2～20 V/μs。

在近些年來，以電流為信號變量的電流在信號處理中的巨大潛在優(yōu)點被發(fā)現(xiàn)被挖掘出來，促成了一種新型電路——電流模式電路的發(fā)展。人們發(fā)現(xiàn)，電流模式電路可以解決電壓模式電路所遇到的一系列難題，在速度、帶寬、動態(tài)范圍等方面獲得更加優(yōu)良的性能。

1 第二代電流控制電流傳輸器 CCCII

第二代電流控制電流傳輸器元件起源CCII[1]，但是由于CCII內(nèi)部電路的輸入端X端與Y端存在一個寄生電阻，而傳輸特性并沒有考慮這個電阻，從而造成CCII的X端與Y端的電壓跟蹤無法達到理想的程度，而CCCII就是利用X端的寄生電阻受到內(nèi)部直流偏壓控制的特性以達到電壓可調(diào)的特性。

1996年，學(xué)者Alain Fabre等人基于跨導(dǎo)線性環(huán)特性提出了第二代電流控制電流傳輸器電路，而隨后的CCCII電路基本上也都是基于跨導(dǎo)線性環(huán)特性實現(xiàn)的。

1.1 線性跨導(dǎo)原理

跨導(dǎo)線性電路的主要性能是借助于雙極性晶體管的跨導(dǎo)參數(shù)與其集電極電流成正比關(guān)系得到的?？鐚?dǎo)參數(shù)與其集電極電流之間的比例關(guān)系為：在一個含有偶數(shù)個正向偏置發(fā)射結(jié)，且排列成順時針方向結(jié)的數(shù)目和反時針方向結(jié)的數(shù)目相等的閉環(huán)中，順時針方向發(fā)射電流密度之積等于反時針方向發(fā)射結(jié)電流密度之積。

對于雙極性晶體管，集電極電流IC與基-射結(jié)電壓VBE之間的關(guān)系是它的核心關(guān)系。這種關(guān)系可以表示為：

式（1）中：VT是熱電壓，在常溫下其值約26 mV；反向飽和電流，它對溫度敏感，每提高1攝氏度增加約9.5%，同時，近似于發(fā)射區(qū)面積成正比。對式（1）求微分，可以得到：

式（2）表明，理想BJT的跨導(dǎo)gm是集電極靜態(tài)電流的線性數(shù)IC，這是由于IC與VBE之間具有對數(shù)關(guān)系的結(jié)果。在一個包含n個BJT基-射結(jié)的閉合環(huán)路中，采用某種方法使其正向偏置而導(dǎo)通，則結(jié)電壓之和應(yīng)等于零，即：

圖1給出了一個簡化TL環(huán)路，它包含4個PN結(jié)，每個PN結(jié)實際代表環(huán)路中每個BJT的基-射結(jié)，每個結(jié)上標出的電流過結(jié)的正向偏置電流，即BJT的集電極電流IC。

圖1 簡化TL環(huán)路Fig.1 Simplify the TL loop

把式（2）代入式（3），將VBE加以替換得：

式中：Isj代表每個結(jié)的反向飽和電流，由于每個結(jié)的發(fā)射區(qū)面積可能不同，也可以有不同極性的BJT組成，因圖簡化TL環(huán)路，所以Isj可能是不相等的；Vtj代表每個結(jié)的熱電壓，對于大多數(shù)應(yīng)用電路，可以假定所有結(jié)的熱電壓相等。因此，式（4）可以表示為：

一系列對數(shù)之和為零可以改寫成一系列乘積項為1，因此式（5）可以寫成：

為實現(xiàn)式（5）的環(huán)路內(nèi)節(jié)點電壓值和為零及Ic/Is電流比的對數(shù)和為零，在維持合理的工作電流的同時，TL環(huán)路必須是成對的，那么它滿足兩個基本條件，即：TL環(huán)路內(nèi)的結(jié)點數(shù)必須是偶數(shù)個；面向順時針排列和面向逆時針方向排列的結(jié)數(shù)必須相等。設(shè)TL環(huán)路是對稱的，滿足上述兩個條件，則式（6）可以另外表示為：

公式左右雙方分別為順時針和逆時針排列的正偏發(fā)射結(jié)的Ic/Is項的乘積。由于TL環(huán)路中的發(fā)射結(jié)反向飽和電流ISK與發(fā)射區(qū)的面積成正比，因此可將ISK表示為：ISK=AKJSK，AK是第K個結(jié)的發(fā)射區(qū)面積，JSK是與幾何結(jié)構(gòu)無關(guān)的反向飽和電流密度，假設(shè)每個結(jié)JSK的是相等的，因此式（7）可以重寫為：

在跨導(dǎo)線性環(huán)路中，發(fā)射區(qū)面積比值很重要，通常是為了實現(xiàn)某些希望的性能和結(jié)果，謹慎的設(shè)計和改變發(fā)射區(qū)面積之比。當(dāng)考慮TL環(huán)路中發(fā)射區(qū)面積之比時，式（8）可以表示為：

式（9）中λ為面積比系數(shù)。

當(dāng)λ=1時，跨導(dǎo)線性原理可表示為：

式（10）表明，在λ=1的條件下，TL環(huán)路中順時針方向集電級電流之積等于逆時針的集電極電流之積，這是跨導(dǎo)線性原理最簡潔的表達形式。

1.2 CCCII的電路符號和端口特性

CCCII的輸入輸出端口特性可用矩陣式來表示[2]：

X端為電流輸入端，Y端為電壓輸入端，輸入電流為零；與CCII相同的是X端電壓不是精確跟隨Y端輸入電壓，而是與X端寄生電阻有關(guān)。

圖2 CCCII電路符號Fig.2 CCCII circuit symbols

矩陣中的正負號分別代表CCCII+和CCCII-，對CCCII+而言，IZ=+IX， 對 CCCII-而言，IZ=-IX，RX為X端口的寄生電阻，受CCCII內(nèi)部的偏置電流IB控制。CCCII的電路符號和零極子表示方法如圖3所示。

圖3 CCCII零極子表示方法Fig.3 CCCII zero-pole representation

2 共源共柵CCCII設(shè)計

2.1 共源共柵電流鏡

在電流傳輸器中，電流鏡是必不可少的電路模型。通常的來說，期望一個電流鏡能夠擁有較高的電流傳輸精度，較高的輸出電阻，較低的輸入電壓以及最小的輸出電壓。

圖4所示的基本電流鏡號模型，由于自身溝道長度的調(diào)制效應(yīng)，很難達到較高的電流傳輸精度及較高的輸出電阻。圖5中所示的共源共柵電流鏡則能獲得比普通電流鏡更高的電流傳輸精度和輸出電阻。

圖4 基本電流鏡Fig.4 Basic current mirror

圖5 共源共柵電流鏡Fig.5 Cascode current mirror

2.2 共源共柵電流鏡CMOS CCCII設(shè)計電路

圖6為基于基本電流鏡的CCCII電路[3]，它包括了M1～M4組成的跨導(dǎo)電路，以及M5～M6，M7～M8，M10～M11，M12～M13的基本電流鏡?；倦娏麋RM5～M6，M9～M11向跨導(dǎo)電路提供偏置電流IB，由于基本電流鏡輸出阻抗低，因此偏置電流IB傳輸?shù)娇鐚?dǎo)線性電路的比例較少。輸出端Z與基本電流鏡輸出端相連，輸出阻抗較低。

圖6 基于基本電流鏡的CCCIIFig.6 Based on the basic current mirror CCCII

用共源共柵電流鏡能實現(xiàn)如圖7的CMOS CCCII電流傳輸器電路，M1～M4構(gòu)成跨導(dǎo)線性環(huán)路實現(xiàn)電壓跟隨器，M9～M12，M17～M12組成同相傳送電路，將X端電流IX鏡像耦合到IZ。 而M5～M8，M13～M16構(gòu)成放大倍數(shù)為 1 的電流鏡，為跨導(dǎo)線性環(huán)路提供直流偏置。將基本電流鏡改為共源共柵電流鏡，不僅能增大輸出阻抗，而且能增大傳輸精度。

2.3 共源共柵CMOS CCCII性能仿真

基于TMSC0.18umCMOS工藝參數(shù)，運用HSPICE軟件仿真[5]，對共源共柵COMS CCCII電流傳輸器進行性能仿真，電路采用1.5 V電壓供電。由矩陣關(guān)系，首先觀察IZ隨著IX的變化情況。

可以看出，如同理論推導(dǎo)中所體現(xiàn)的一樣，在沒有任何電流誤差的情況下，可以得到較高的傳輸精度，可以觀察導(dǎo)IZ隨著IX變化而變化，較好的跟隨了IX。

圖7 基于共源共柵電流鏡的CCCIIFig.7 Based cascode current mirror CCCII

圖8 輸出電流IZ受IX的控制情況Fig.8 Output current control of IZby IX

3 電流模式積分電路設(shè)計與仿真

3.1 電流模積分器設(shè)計

在共源共柵COMS CCCII的基礎(chǔ)上，在X端添加電阻，在Y端添加電容，并改為電流輸入端就可以夠成一個電流模式的積分電路[4]。示意圖如圖9所示。

圖9 CCCII電流模式積分器Fig.9 CCCII current-mode integrator

假設(shè)電容C初始電壓為零，則根據(jù)CCCII端口特性得到：

上式表明，輸出電流IO為輸入對時間的積分。

3.2 電流模積分器仿真

基于TMSC0.18 μmCMOS工藝參數(shù)，運用HSPICE軟件仿真，對電流模積分器分別輸入典型正弦激勵和方波激勵進行了電路仿真。

當(dāng)給積分器輸入正弦波時，輸入輸出波形如圖10所示。

圖10 正弦波積分Fig.1 Sine wave integration

當(dāng)給積分器輸入方波時，輸入輸出波形如圖11所示。

圖11 方波積分Fig.11 Square wave integration

最后仿真了積分器的頻率響應(yīng)特性，如圖12所示。

圖12 積分器頻率響應(yīng)特性Fig.12 Frequency response of integrator

通過公示分析，當(dāng)激勵源分別采用正弦信號以及方波信號時，積分電路的輸出結(jié)果應(yīng)該為余弦信號以及三角波信號。由圖8和圖9可得，此積分電路的運算結(jié)果同理論結(jié)果具有良好的一致性，從而證明了此積分電路設(shè)計的正確性。

4 結(jié) 論

電流控制電流傳輸器已經(jīng)是電流模式電路中非常常用的模塊之一[6]，本文提出了基于共源共柵COMS CCCII電流傳輸器，提高了輸出阻抗和電流傳輸精度，并且基于此CCCII電路設(shè)計了電流模式積分電路。在采用TMSC0.18umCMOS工藝參數(shù)，運用HSPICE軟件仿真，仿真結(jié)果驗證了共源共柵電流傳輸器的傳輸精度，輸出阻抗及可行性，并且在激勵源采用正弦，方波信號的情況下，對于此積分電路[7-8]進行了驗證，仿真結(jié)果顯示具有較高的精度。因此，該積分電路在很多應(yīng)用中可以替代傳統(tǒng)的積分電路，具有廣泛的應(yīng)用前景。

[1]趙玉山，周躍慶，王萍.電流模式電子電路[M].天津：天津大學(xué)出版社，2001.

[2]MinaeiS，Kaymak D，Ibrahim M，eta1.New CMOS configuration for current controlled conveyor （CCCIIs）[C]//In：1st IEEE International Conference Circuits and Systems for Communieations，ICCSC，2002：62-65.

[3]Zouaoui-A，F(xiàn)abre A.New high-value floating controlled resistor in CMOS technology [J]. IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement，2006，55（3）：1017-1020.

[4]孫肖子，張企民.模擬電子技術(shù)基礎(chǔ)[M].西安：西安電子科技大學(xué)出版社，2001.

[5]鐘文耀，鄭美珠.CMOS電路模擬與設(shè)計一基于Hspice[M].北京：科學(xué)出版社，2007.

[6]Sedre A S，Smith K C.Microelectronics circuits[M].New York：CBS College Publishing，1987.

[7]李琪，劉延飛，劉巖，等.一種手持振動信號采集分析儀的設(shè)計與實現(xiàn)[J].電子科技，2011（11）：55-58.

LI Qi,LIU Yan-fei,LIU Yan,et al.The design and implementation of a portable vibration test instrument[J].Electronic Science and Technology，2011（11）：55-58.

[8]姚博，于海勛，王耀文.基于跨導(dǎo)放大器的電流模式積分單元的設(shè)計[J].現(xiàn)代電子技術(shù)，2012（2）：168-169，173.

YAO Bo,YU Hai-xun,WANGYao-wen.Designofcurrentmode integrator unit based on OTA[J].Modern Electronics Technique，2012（2）：168-169，173.