無電解電容無頻閃的LED驅(qū)動電源

王 舒 阮新波 姚 凱 葉志紅

（1. 南京航空航天大學(xué)航空電源重點實驗室 南京 210016 2. 光寶電子有限公司 南京 210019）

1 引言

隨著傳統(tǒng)化石能源的過度開發(fā)與利用，能源危機日趨嚴重，而照明是人類消耗能源的一個重要方面，耗能占世界總耗能的相當(dāng)一部分比重[1]。因此，綠色節(jié)能照明已經(jīng)成為世界各國關(guān)注的重要問題。新型光源要符合以下四個條件：高效、節(jié)能、無污染及模擬自然光[2]，發(fā)光二極管（Lighting Emitting Diode，LED）就具有這樣的優(yōu)點，并在最近幾年得到快速發(fā)展，逐漸成為照明市場的主導(dǎo)產(chǎn)品[3,4]。目前LED照明的應(yīng)用主要集中在兩個方面：一個是低亮度的應(yīng)用場合，比如筆記本電腦的背光照明；另一個是高亮度照明的應(yīng)用場合，比如通用照明、大屏幕背光照明等[5]。為了充分發(fā)揮LED照明的優(yōu)勢，LED驅(qū)動電源需要具有高效率、高功率因數(shù)、低成本和長壽命等優(yōu)點[6]。傳統(tǒng)的LED驅(qū)動方式如電阻限流、線性調(diào)節(jié)及電荷泵變換控制等的效率較低，而開關(guān)型驅(qū)動電源具有很高的變換效率、功率密度和控制精度，特別適合用作大功率LED的驅(qū)動電源[7]。

在交流輸入情況下，大功率LED驅(qū)動電源一般由適配器和驅(qū)動器兩部分組成，如圖1所示。其中，適配器是將交流電變換為直流電，并實現(xiàn)功率因數(shù)校正（Power Factor Correction, PFC），而驅(qū)動器采用專門的LED驅(qū)動芯片，為LED提供恒流驅(qū)動。這種兩級式驅(qū)動方式可以很好地保證 LED的發(fā)光特性，但由于適配器中采用了電解電容，而電解電容的壽命一般只有5 000h，與LED的100 000h的工作壽命相差甚遠，因此電解電容成為影響LED驅(qū)動電源整體壽命的主要因素。與此同時，電解電容體積較大，影響了驅(qū)動電源功率密度的進一步提高。

圖1 傳統(tǒng)的LED驅(qū)動電路拓撲Fig. 1 Block diagram of conventional AC-DC LED driver

除了恒定電流驅(qū)動以外，LED也可以采用脈動電流驅(qū)動[8,9]。文獻[9]的實驗結(jié)果表明，LED的輸出光通量與驅(qū)動電流的平均值近似成正比，而與驅(qū)動電流的脈動頻率無關(guān)，如圖2所示?；谶@一原理，文獻[10]提出了一種采用脈動電流驅(qū)動大功率LED的單級式驅(qū)動電源。它采用電流斷續(xù)模式（Discontinuous Current Mode, DCM）的反激變換器拓撲，在實現(xiàn)PFC的同時，去除了電路中的電解電容，大大提高了LED驅(qū)動電源的壽命。但是，由于沒有電解電容，驅(qū)動電流中含有兩倍工頻的交流分量，因此在50Hz市電下LED存在100Hz的頻閃。雖然100Hz的頻閃高于人眼視覺暫留的頻率，人眼無法感知光線的脈動，但近年的研究發(fā)現(xiàn)，在這種有頻閃的光源下長期工作，人眼的視覺系統(tǒng)需要不斷的調(diào)節(jié)，以保證視網(wǎng)膜上成像的清晰性，這會加重人眼的負擔(dān)，產(chǎn)生用眼疲勞現(xiàn)象[11,12]。

圖2 LED輸出光通量與脈動電流平均值和頻率的關(guān)系Fig.2 Optical variation of high-brightness LEDs driven by pulsating current

本文提出一種無電解電容、無頻閃的新型LED驅(qū)動電源，既去除電解電容，提高LED驅(qū)動電源的使用壽命，又可消除頻閃問題。

2 無電解電容無頻閃LED驅(qū)動電源的基本概念

圖3給出了一種無電解電容LED驅(qū)動電源的框圖[10]，其中的PFC變換器可以根據(jù)需要選擇合適的拓撲結(jié)構(gòu)；電感Lo與LED支路串聯(lián)，構(gòu)成一個低通濾波器，以阻止高頻分量流過；電容Co則構(gòu)成一個高頻回路，為PFC變換器的輸出電流is中的高頻分量提供通路。這里的電容 Co與傳統(tǒng)的 PFC變換器的儲能電容不一樣，它只是濾除is中的高頻分量，亦即開關(guān)頻率及其倍數(shù)次的電流諧波，而不是濾除兩倍工頻處的電流諧波，因此其容量很小，可以采用薄膜電容或瓷片電容，而不需采用電解電容，這樣就可以大大提高驅(qū)動電源的使用壽命。

圖3 無電解電容的LED驅(qū)動電源原理圖Fig.3 Schematic diagram of the electrolytic capacitor-less

不失一般性，假設(shè)輸入交流電壓為

式中，Vm為輸入交流電壓幅值；ω=2 π/Tline；Tline是輸入交流電壓周期。

當(dāng)輸入功率因數(shù)為1時，輸入電流可表示為

式中，Im為輸入電流幅值。

由式（1）和式（2）可得瞬時輸入功率為

式中，Vo為LED支路的電壓。

由式（4）可知輸出電流中含有兩倍工頻的電流分量。

從上面的分析可以看出，盡管可以通過控制LED中的平均電流來控制 LED的光通量，但是由于沒有電解電容，脈動電流中含有兩倍工頻的交流分量，在50Hz市電下LED存在100Hz的頻閃。為此，可以在圖3所示電路的濾波電容上并聯(lián)一個雙向變換器，使其輸入電流等于脈動電流中的兩倍工頻的交流分量，這樣LED的驅(qū)動電流即為一個平直的直流電流，也就不存在頻閃的問題，如圖4所示。

假設(shè)變換器的效率為 100%，則瞬時輸出功率等于輸入功率。由于LED的恒壓負載特性，輸出電壓基本平直，則輸出電流的表達式為加入雙向變換器之后輸入電壓、輸入電流、輸入功率和輸出功率，濾除高頻分量的二次電流、雙向變換器中電感電流和LED電流波形如圖5所示。

圖4 LED恒流驅(qū)動電路Fig.4 Topology of LED driver with constant current

圖5 輸入電壓、輸入電流、輸入功率、輸出功率、濾除高頻分量的二次電流、雙向變換器電感電流和LED電流波形Fig.5 Waveforms of input voltage, input current, input power, output power , secondary current without high-frequency component, bidirectional converter current and LED current

3 無電解電容無頻閃LED驅(qū)動電源的電路拓撲與控制

3.1 反激PFC變換器

前面已提到，圖3中的主電路采用PFC變換器，可以根據(jù)應(yīng)用場合選擇合適的電路拓撲。本文選用反激變換器，并工作在電流斷續(xù)模式（Discontinuous Current Mode, DCM）。在半個工頻周期內(nèi)，如果開關(guān)管的占空比保持恒定，則可以自動實現(xiàn)PFC。與此同時，DCM模式還可以避免二次二極管的反向恢復(fù)[13]。圖6給出了反激PFC變換器的主電路及其控制電路，其工作原理已在文獻[10]中詳細分析過，這里只作簡單介紹。

圖6 基于反激變換器的無電解電容LED驅(qū)動電路Fig.6 Flyback-based electrolytic capacitor-less LED driver

當(dāng)反激變換器工作于 DCM時，變壓器一次電感電流的峰值ip_pk和平均值ip_av分別為

式中，Dy為占空比；fs為開關(guān)頻率；Lp為變壓器一次電感。

由式（6）可知，若占空比 Dy在半個工頻周期內(nèi)保持不變，則輸入電流平均值正比于輸入電壓。因此，工作于 DCM 的反激變換器可以自動實現(xiàn)PFC。

變壓器二次峰值電流is_pk表達式為

式中，n為變壓器一二次匝比。

二次電流從其峰值下降到零的時間為

式中，Ls為變壓器二次電感；Lp/Ls=n2。

每個開關(guān)周期內(nèi)二次平均電流的表達式為

為了降低輸出電流的峰均比，以避免LED的損壞[14]，在輸出端加入了電感 Lo和電容 Co，以濾除輸出電流中的開關(guān)頻率及其倍數(shù)次高頻諧波分量，對輸出電流中的兩倍工頻處的分量沒有影響。

圖7給出了輸入電流、輸出電流與二次電流的波形，其中輸出電流的脈動大大減小，可以保證LED在額定電流條件下安全工作，不被損壞。輸出電流的平均值等于二次電流平均值，即

由上式，可以推出輸出電流在半個工頻周期內(nèi)的平均值Io為

圖7 反激變換器變壓器一、二次電流波形Fig.7 Primary and secondary current waveforms of flyback converter

為了控制LED的光通量，則需要控制輸出電流的平均值。由于輸出二極管VD的電流平均值與輸出電流平均值相等，為此可以采用電流互感器檢測輸出二極管的電流，然后通過 RC低通濾波器獲得其平均值，進而與輸出電流參考值進行比較，獲得電流誤差信號，如圖6所示。

3.2 雙向變換器

圖8給出了雙向變換器的電路圖，它采用最簡單的Buck-Boost雙向變換器，其低壓端與LED并聯(lián)，高壓端接一個電容。這里將雙向變換器并聯(lián)在電容Co兩端、電感Lo之前，其目的是讓電感Lb中的高頻分量從Co中流過，而不會流入LED中。忽略高頻紋波，可以認為電容Co兩端的電壓，即雙向變換器輸入電壓等于LED兩端電壓Vo。

前面已指出，為了消除LED驅(qū)動電流中的兩倍工頻處的交流分量，需要使雙向變換器的輸入電流等于該兩倍工頻的交流分量，也就是說，可以控制電感Lb的電流iL，使其等于PFC變換器輸出電流中的兩倍工頻的交流分量。

圖8 Buck-Boost雙向變換器Fig.8 Topology of Buck-Boost bidirectional converter

通過電流互感器檢測主電路輸出二極管的電流得到Ict，如圖6所示，經(jīng)過一級低通濾波器，濾除其中的高頻分量，得到脈動電流中的兩倍工頻電流If，再通過一級隔直電路得到其交流分量Iref2，以此作為Buck-Boost雙向變換器中電感電流的基準信號，如圖8所示。

Buck-Boost變換器正常工作時，要求輸出電壓Vcdc，即反激變換器的濾波電容Co的電壓高于輸入電壓，因此需要控制輸出端電容Cdc上的電壓值，使其高于濾波電容Co的電壓。因此在控制雙向變換器電感電流的同時，還要控制雙向變換器輸出端的電容Cdc的電壓，為此加入電容Cdc的電壓控制環(huán)。將電容Cdc的電壓環(huán)的輸出與給定電流基準按照一定的比例疊加，以此作為雙向變換器的電流給定。

4 雙向變換器的參數(shù)設(shè)計

PFC級的設(shè)計在文獻[10]中已有詳細闡述，這里主要針對雙向變換器進行參數(shù)設(shè)計。圖9給出了輸入功率因數(shù)為1時，雙向變換器中電感電流和雙向變換器直流側(cè)輸出電容電壓波形。雙向變換器的電感電流，即雙向變換器的輸入電流等于脈動電流中的兩倍工頻的交流分量，其工作原理已經(jīng)在 3.2節(jié)中闡述。

圖9 雙向變換器電感電流和輸出端電容電壓波形Fig.9 Waveforms of the inductor Lb current and output capacitor voltage

由式（10）和式（11），可得 Lb的電流表達式為

從圖9可以得到，在[Tline/8，3Tline/8]時段，雙向變換器的電容Cdc吸收的能量為

電容Cdc吸收的能量也可以近似表示為

式中，Vc和ΔVc分別為電容 Cdc的平均電壓和峰峰值。

由式（13）和式（14）可得

根據(jù)式（15），可以計算出Cdc的大小。為了采用CBB或者瓷片電容，應(yīng)該使得Vc和ΔVc盡量大。

5 實驗驗證

為了驗證所提出電路及其控制策略的正確性，在實驗室搭建了一臺帶Buck/Boost雙向變換器的PFC反激變換器的原理樣機。其主要參數(shù)如下：交流輸入電壓為AC198～264V/50Hz；負載采用2組大功率白光LED串聯(lián)，每組4個350mA白光LED，輸出功率Po=35W，輸出電壓Vo=48V，輸出電流平均值Io=700mA。變壓器一二次匝比為2，一次電感為48μH；輸出濾波電容為0.94μF的薄膜電容，輸出串聯(lián)電感為100μH。開關(guān)管為FQPF6N60，二極管為RHRP860，控制芯片選用TI公司的UCC3844。雙向變換器Boost電感為400μH，雙向變換器輸出CBB電容20μF。

圖10和圖11分別給出了輸入電壓為AC220V時，滿載和半載時的實驗波形，其中圖10a和圖11a為輸入交流電壓和輸入電流波形，從中可以看出，輸入電流為正弦波形，且與輸入電壓同相位。圖10b和圖11b為濾除高頻分量的二次電流、雙向變換器電感電流、LED電流、雙向變換器輸出端電容波形。由圖中的電流波形可以看到，通過加入雙向變換器，很好地將濾除高頻分量的二次電流中的交流分量吸收掉，LED中只有直流分量流過。實驗結(jié)果驗證了理論分析的正確性和有效性。

圖10 滿載時的實驗波形Fig.10 Experimental waveforms at full load

圖11 半載時的實驗波形Fig. 11 Experimental waveforms at half load

6 結(jié)論

本文提出了一種適用于交流輸入的高功率因數(shù)、長壽命、無頻閃的LED驅(qū)動電源，去除了電路中的電解電容，提高了變換器的使用壽命，使得LED驅(qū)動電源的壽命與 LED本體的壽命相匹配，滿足LED在額定功率安全穩(wěn)定地工作。同時，LED的驅(qū)動電流基本為直流，這樣LED中無頻閃。

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