Doherty射頻功率放大器研究與實踐

范 瑜 ，張惠國，潘啟勇，沈 略

（常熟理工學院 物理與電子工程學院，江蘇 常熟 2 15500）

在民用無線通信和軍事通信技術(shù)中，通信信號一般擁有較高的峰均比，例如OFDM等復(fù)雜調(diào)制信號.為了提高頻譜利用率，大量采用了64QAM以上的映射方式，這樣的信號在發(fā)射機末級放大時對放大器的線性度提出了很高的要求.為了保證線性度，許多設(shè)計方案不惜采用犧牲效率的方法來達到目的[1-2].兼顧效率與線性度成為當今移動通信中電路設(shè)計的關(guān)鍵問題.Doherty技術(shù)是由貝爾實驗室的William H.Doherty在1936年提出的，此技術(shù)被引入微波領(lǐng)域后，引起了工程師們的極大關(guān)注[3-6].Doherty放大器有高效性優(yōu)勢，但線性度還需要進一步提高.已有的功率回退法雖可以提高功放的線性度，但效率將大大降低，兼顧效率和線性度是設(shè)計的難點[7-9].

本文使用飛思卡爾功放管MRF6S20010N模型在ADS（Advanced Design System）[10]平臺下完成了電路設(shè)計，研究了匹配電路和負載牽引設(shè)計，并與Doherty放大器相結(jié)合來提高線性度，最終通過計算機仿真驗證.與一般的兩級Doherty放大器設(shè)計相比，主要的改進點為：1、將負載牽引法與Doherty設(shè)計相結(jié)合，找出了主放大器的最佳負載阻抗；2、分析了Doherty放大器自身的線性特點，實現(xiàn)了線性度的提高.基于ADS完成了晶體管特性分析、電路結(jié)構(gòu)設(shè)計、源和負載的牽引設(shè)計優(yōu)化，電路特性的綜合仿真與優(yōu)化.

1 Doherty結(jié)構(gòu)基本原理

Doherty功率放大器從結(jié)構(gòu)上看是由兩個或兩個以上的放大器組成的，如圖1所示.電路中有兩個放大器，一般稱為主（載波）放大器和輔助（峰值）放大器，它們由λ 4傳輸線隔開.主功放一般偏置在B類或AB類，輔助功放偏置在C類.輔助放大器上的λ 4傳輸線起阻抗變換作用，主放大器前的λ 4傳輸線起相位平衡作用.根據(jù)輸入信號的大小不同，可以分為三種不同的工作狀態(tài)[2]：

圖1 Doherty功放典型電路結(jié)構(gòu)

（a）低功率狀態(tài)：主放大器正常工作，而輔助放大器沒有達到開啟門限，所以處于截止狀態(tài).主放大器可以等效為一個受控電流源，輔助放大器的輸出阻抗無窮大，這樣就使得主放大器的輸出阻抗是兩倍的Ropt.此時系統(tǒng)在沒有輸出最大功率的情況下能有較高的效率，達到最大值（約78.5%）.其負載阻抗與輸出匹配線的關(guān)系為

其中α表示峰值輸出功率時兩個放大器的功率分配比（對于典型對稱Doherty架構(gòu)來說，α=0.5），電壓傳輸比T為

因此Vom=αV1m，主功放的飽和點出現(xiàn)于輸出電壓Vom=αVDD時，主功放射頻輸出電流為

其中Iom表示輸出電流，對于理想B類放大器而言，直流電流

因此效率為

（b）中等功率狀態(tài)：主放大器輸出達到飽和，輔助放大器達到開啟門限而開始工作.輔助放大器可以被看作受控電流源，主放大器可看作是受控電壓源，放大器效率可以維持在較高水平.主功放流向負載的電流I3m為

輔助功放電流I2m為

此工作狀態(tài)下，電壓傳輸比為T=VDD/Vom，因此主功放輸出電流為

對于理想B類功放，總的直流輸入電流為

（c）大功率輸出狀態(tài)：隨著輸入信號繼續(xù)增大，當功率大到輔助放大器飽和的時候，主放大器和輔助放大器的輸出阻抗都是Ropt＝50 Ω，此時電流達到最大值，系統(tǒng)的效率將維持最大的效率.（理想B類放大器的最大效率為78.5%）.

若輔助功放電壓是VDD，則高功率輸出功率為PoPEP=VDD2/2RO，在典型Doherty功放電路中，α=0.5，按此計算RL=2RO，總的輸出電流是Iom=VDD/RO.對于理想的B類放大器而言，

最終的效率為

和

對于理想B類功放而言，由（12）、（13）可知直流電流為

直流輸入功率和效率分別是

與傳統(tǒng)的B類放大器相比，Doherty放大器在輸入信號由最大值往下降的時候，其效率會出現(xiàn)第二個峰值點，一般在回退6 dB左右的時候出現(xiàn)，通過α值的選取可以調(diào)整不同輸入電壓點處達到最大效率.與傳統(tǒng)的A類或者B類放大器相比，Doherty放大器能夠在輸入信號較大動態(tài)范圍內(nèi)保持一個相對較高的效率，從而提高放大器在放大高峰均比信號時的效率.

2 Doherty功率放大器設(shè)計

由于Doherty結(jié)構(gòu)中主功放和輔助功放分別工作在AB類和C類，因此二者的非線性系數(shù)剛好相反.由此可知，通過設(shè)置適當?shù)钠秒妷汉洼斎牍β剩憧梢詫崿F(xiàn)三階互調(diào)在輸出端相消，從而改善線性.具體的實驗改進電路結(jié)構(gòu)如圖2所示：

圖2 改進的Doherty電路結(jié)構(gòu)圖

Doherty放大器最后輸出需要匹配到50歐姆的系統(tǒng)中，最后輸出端需要使用一段阻抗變換線進行匹配.本設(shè)計主要通過對Doherty功放電路進行改進，完成匹配網(wǎng)絡(luò)、補償線的選取、有源負載牽引、直流電壓偏置電路設(shè)計、負載阻抗匹配等，最終實現(xiàn)兼顧高效率和高線性度的功率放大器.本設(shè)計采用飛思卡爾公司的MRF6S20010N LDMOS功率晶體管，功分器采用典型的3 dB等分威爾金森功分器結(jié)構(gòu)，并通過ADS進行設(shè)計與仿真.

3 電路設(shè)計及分析

首先進行放大器靜態(tài)工作點的確定，即進行單管直流掃描，圖3為直流掃描電路仿真圖.

圖3 直流掃描電路仿真圖

由直流掃描得到的參考及MRF6S20010N的官方參考數(shù)據(jù)，設(shè)定主功放的柵極偏置電壓為2.7 V，漏極偏置電壓為28 V；從放大器柵極偏置電壓為1.5 V，漏極偏置電壓為28 V，且工作頻率為2.11-2.17 GHz.要實現(xiàn)最好的功率輸出，必須使負載阻抗和源阻抗相匹配，匹配網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成了功放的重要組成部分，通過Load_Pull和Source_Pull可以測試出功率管的輸入輸出阻抗特性，并利用ADS生成最佳的匹配網(wǎng)絡(luò)完成電路.負載牽引（源牽引）設(shè)計主要包括三部分：

1.插入Load_Pull（Source_Pull）模板.

2.確定Load_Pull（Source_Pull）的范圍.

3.確定輸出（輸入）的負載阻抗.

在此只考慮功率最大點.由最大輸出功率時的輸出阻抗仿真圖可以看出，在最大功率時的輸出阻抗為3.35+0.7 j，選它作為主功放輸出的阻抗.圖4為Smith參數(shù)匹配圖，圖5為具體匹配電路的生成.

在主功放輸出加上匹配電路，如圖6所示，然后按確定Load_Pull參數(shù)的方法調(diào)整好Source_Pull的范圍和參數(shù).

圖4 負載牽引Smith參數(shù)匹配圖

圖5 輸出匹配電路

對輔助功放也進行負載匹配和源匹配，并生成阻抗匹配電路，就完成了主功放和從功放的阻抗匹配電路的設(shè)計.利用ADS自帶的計算阻抗變換線的工具LineCale可以輕松計算出四分之一阻抗變換線的長度和寬度，圖7為完整的Doherty功放電路.

具體仿真結(jié)果如圖8所示，Doherty電路在保證比普通AB類功放更大的效率的同時，在小功率輸入的情況下具有更大的效率，且PAE也具有較大的值.所以，Doherty功放在其工作頻段附近具有較高的效率.圖9給出了電路在2110～2170 MHz范圍內(nèi)的增益平坦度.

由于功分器和阻抗變化線均需要工作在特定的頻帶寬度內(nèi)，而選取的MOS管的工作頻率設(shè)置在2 GHz，所以在2 GHz附近增益的平坦度最好.隨著頻率的增加，線性有所下滑，但是Doherty功放在整體上還是顯示了較高的線性度.

4 總結(jié)

圖6 源牽引設(shè)計原理圖

圖7 Doherty功放電路圖

隨著現(xiàn)代通信技術(shù)的飛速發(fā)展，對功率放大器的線性度和效率指標的要求越來越高.本文研究了Doherty功率放大器的線性化及效率提升技術(shù).通過ADS軟件分析、研究了直流偏置、負載牽引設(shè)計、阻抗匹配等，結(jié)果表明所設(shè)計的Doherty功率放大器不但能夠提高性能指標，還提高了放大器的穩(wěn)定性，對工業(yè)中高效率線性高功率放大器的設(shè)計提供了有益的參考.

圖8 Doherty功放的PAE

圖9 Doherty功放的增益特性

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