基于裂縫電橋Ka波段功率分配/合成網(wǎng)絡

劉途遠，周翼鴻，汪海洋

（電子科技大學 物理電子學院 國家863計劃強輻射實驗室，四川 成都610054）

對雷達與通信系統(tǒng)而言，系統(tǒng)輸出功率的提高，則意味著系統(tǒng)具有更大的作用半徑以及更強的抗干擾能力。目前，在毫米波頻段使用的固態(tài)功率器件主要是砷化鎵單片微波集成電路（MMIC），它們在毫米波頻段所產(chǎn)生的輸出功率要受器件制造工藝、阻抗匹配與器件熱耗散的限制，單片輸出功率一般可以達到瓦級，但遠遠不能滿足實際工程應用的需求，必須采用功率合成技術提高輸出功率。固態(tài)毫米波功率合成技術主要包括芯片功率合成、電路功率合成、空間功率合成、混合功率合成。其中應用最多、最成熟的功率合成方式是波導內(nèi)空間功率合成方式，這由金屬波導具有低損耗、可單模傳輸、和高功率容量特點決定。目前國內(nèi)使用波導內(nèi)空間功率合成方法的功率合成網(wǎng)絡多使用3 dB分支波導定向耦合器實現(xiàn)。該結構通過合理的選擇耦合單元大小和間距，能夠匹配各端口的駐波，使之達到良好的傳輸特性。但是，采用這種合成結構在Ka波段要實現(xiàn)4 GHz以上的合成帶寬時，合成器耦合縫隙孔數(shù)量將增加到四至五個，耦合縫隙的寬度就會降至1 mm以下，功率合成網(wǎng)絡加工工藝難度急劇增大，制約了這種合成結構大功率寬帶應用。

為解決這一問題，文中介紹了一種使用兩級H面波導裂縫電橋ka波段四路功率分配/合成網(wǎng)絡。這種電橋只需要一個耦合單元，結構簡單，易于工程加工實現(xiàn)。在理論分析的基礎上通過三維電場仿真環(huán)境Ansoft Hfss不斷對結構進行仿真和優(yōu)化，最終實現(xiàn)了在以35 GHz為中心頻率的4 GHz以上頻帶內(nèi)插入損耗小于0.3 dB，回波損耗大于20 dB的設計目標。

1 理論分析

H面波導裂縫電橋由兩個具有公共H面的矩形波導并在一起組成，在公共邊上開有裂，如圖1所示[5]。

圖1 H面波導裂縫電橋原理圖Fig.1 Schematic diagram of H-plane waveguide-slot bridge

選擇尺寸a0，使裂縫區(qū)只能傳輸TE10模，此時a0應該滿足：

即

H面波導裂縫電橋的工作原理可以近似地作如下說明，圖1所示。當在端口1和4同相輸入TE10波時，在裂縫區(qū)，它可以激勵起TE10、TE30、TE50…等同樣偶函數(shù)分布的模；而當在端口1和4反相輸入TE10波時，在裂縫區(qū)，它將激勵起TE20、TE40…等奇函數(shù)分布的模。由于裂縫區(qū)尺寸的a0限制，在這里最終能實際存在的模只有TE10波和TE20波，因此，在1、4端口同時存在同相激勵和反向激勵時，通過裂縫區(qū)后進入2臂的波是裂縫區(qū)中的TE10、TE20模同向的場，而進入3臂的則是反向的場，即

式中

由此得到2、3端口的功率分配比：

由式（6）E3與 E2之間存在 90°的相位差，而且是 E3落后于E2相位90°。而根據(jù)式（7），很容易得到結論，若為了使功率在 2、3 端口平分，應要求 tanθ/2，即 θ=90°，由此根據(jù)式（5）即可求得裂縫長度l，這時，H面裂縫電橋就成為一個3 dB功率分配器，此時將不會有任何能量進入端口4，該端口成為隔離端。

文中設計的3 dB波導裂縫電橋稍微有些變化。其一，在耦合縫隙的兩邊做了三個過渡階梯，從而達到在更寬的帶寬上實現(xiàn)更好地阻抗匹配的目的；其二，為了使該電橋的后端能與其它的網(wǎng)絡互聯(lián)，在它的輸出端加上了過渡轉接頭，其中的斜切角a主要起阻抗匹配的作用，如圖2所示。在這個基礎上做兩級的級聯(lián)即可實現(xiàn)四路功率分配/合成的網(wǎng)絡。

圖2 帶有轉換接頭的結構Fig.2 Structure with a conversion joint

2 建模仿真

2.1 H面波導裂縫波導電橋仿真

在Ansoft Hfss三維電磁仿真環(huán)境中建立如圖2所示H面波導裂縫波導電橋模型。

仿真過程中先根據(jù)式（2）確定波導的寬壁尺寸a0的范圍是7.5～12.86 mm，根據(jù)機械加工的工藝水平，確定耦合縫隙寬度范圍是1～1.5 mm，根據(jù)式（5）以及加工工藝水平確定各匹配階梯的理論長度范圍是1～5 mm，然后在Hfss中建立如圖4的仿真模型。仿真的中心頻率設為35 GHz，然后不斷地進行參量掃描，最終得到各最優(yōu)參數(shù)如表1所示。

表1 3 dB H面波導裂縫電橋參數(shù)（單位：mm）Tab.1 3 dB H-Plane waeguide-slot bridge parameters（unit:mm）

根據(jù)以上得到的數(shù)據(jù)得到仿真結果如圖3，4所示。

圖3 幅度平衡度Fig.3 Amplitude balance

圖4 相位平衡度Fig.4 Phase balance

由圖可知，在30～36 GHz的頻帶內(nèi)，兩個輸出端口的幅度不平衡度小于0.2 dB，相位不平衡度小于0.3度，輸入端口的回波損耗和輸出端口的隔離度均小于－20 dB。當兩路輸入信號幅度不平衡度小于3 dB，相位不平衡度在以內(nèi)時就可以得到較高的合成效率，理論值達到90%以上。仿真效果良好，可以用該結構進行兩級級聯(lián)實現(xiàn)四路網(wǎng)絡。

2.2 4路功率分配/合成網(wǎng)絡仿真

由兩級波導裂縫電橋級聯(lián)起來得到的4路功率分配/合成網(wǎng)絡仿真模型如圖5所示。

其中的匹配切角長度為4 mm，其它參數(shù)與單個波導裂縫電橋一致。仿真結果如圖6、7所示。

由圖可以看到，在33～37 GHz的頻段內(nèi)，幅度不平衡度小于0.3 dB，相位不平衡度小于0.3度，輸入端口的回波損耗和輸出端口的隔離度均小于－20 dB，達到了設計目標。

圖5 四路分配/合成網(wǎng)絡Fig.5 Four-way divider/combine

圖6 幅度平衡Fig.6 Amplitude balance

圖7 相位平衡度Fig.7 Phase balance

2.3 背靠背仿真

為了看看2個4路功率分配/合成網(wǎng)絡組合在一起使用的最終效果，進行了背靠背仿真，模型如圖8所示，仿真結果如圖9所示。

由圖可以看出，在33～37的頻帶內(nèi)，插入損耗小于0.3 dB，回波損耗以及輸出端口的隔離度也基本小于－18 dB，效果良好。

3 結束語

圖8 背靠背模型Fig.8 Back to back module

圖9 背靠背結構仿真結果Fig.9 Back to back structure simulation results

文中主要研究了一種Ka波段的四路功率分配/合成網(wǎng)絡。這種結構只有一個耦合孔，并且寬度大于1 mm，結構簡單，易于加工實現(xiàn)。最終的仿真結果表明，該結構在以35 GHz為中心頻率的4 GHz以上頻帶內(nèi)插入損耗小于0.3 dB，回波損耗大于20 dB，達到了設計目標。這種合成網(wǎng)絡最終將使用在基于MMIC單片TGA1141的四路功率合成器中時，預計合成輸出可以達到5 W以上，在中心頻率為34 GHz時帶寬可達到2 GHz以上。

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