NPC三電平整流器中點(diǎn)電位控制方法的研究

唐麗娜，倪帥，戴鵬，徐立華

（中國礦業(yè)大學(xué) 信息與電氣工程學(xué)院，江蘇 徐州 221008）

NPC三電平整流器中點(diǎn)電位控制方法的研究

唐麗娜，倪帥，戴鵬，徐立華

（中國礦業(yè)大學(xué) 信息與電氣工程學(xué)院，江蘇 徐州 221008）

為了解決三電平整流器中點(diǎn)電位不平衡問題，以NPC型三電平整流器為例，在介紹NPC型三電平整流器的主電路結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，分析了中點(diǎn)電位不平衡問題。詳細(xì)介紹了基于SVPWM控制的中點(diǎn)電位控制策略，通過合理地選擇正負(fù)短矢量來使中點(diǎn)電位趨于平衡。提出了一種改進(jìn)方法即基于電荷守恒的控制策略，以保持一個(gè)采樣周期內(nèi)流入中點(diǎn)的電荷等于零為原則，通過控制正負(fù)短矢量的作用時(shí)間來控制中點(diǎn)電位。通過計(jì)算機(jī)仿真分析驗(yàn)證了中點(diǎn)電位控制方法的有效性。

二極管鉗位型三電平整流器；空間電壓矢量脈寬調(diào)制；中點(diǎn)電位控制；電荷守恒

1 引言

隨著功率半導(dǎo)體開關(guān)器件技術(shù)的高速發(fā)展，電力電子變流裝置得到了迅猛發(fā)展，廣泛地應(yīng)用于國民經(jīng)濟(jì)的各領(lǐng)域中。在中壓大功率系統(tǒng)中，多電平變頻器由于其突出的優(yōu)點(diǎn)得到了越來越多的關(guān)注。其中，二極管鉗位型（NPC）三電平變頻器因?yàn)槠渫負(fù)浣Y(jié)構(gòu)簡潔，控制方法成熟，成為中壓大功率多電平變頻器的首選拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，受到了普遍重視。但在應(yīng)用過程中出現(xiàn)的中點(diǎn)電位不平衡問題卻影響了它的發(fā)展。NPC型三電平整流器通過在直流側(cè)串聯(lián)2個(gè)電容分壓進(jìn)而產(chǎn)生3個(gè)電平。由于電容容量的不完全相同、開關(guān)器件特性不一致、負(fù)載及控制算法等因素的影響，將造成中點(diǎn)電位不平衡。中點(diǎn)電位不平衡將引起輸出電壓波形畸變、三相輸出電流不對(duì)稱、開關(guān)器件承受的電壓不均衡、電容壽命降低以及可能導(dǎo)致三電平退化為兩電平等問題。針對(duì)上述問題，本文在NPC型三電平整流器主電路結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上對(duì)中點(diǎn)電位不平衡問題進(jìn)行了深入的討論，并介紹了中點(diǎn)電位平衡控制策略。

2 NPC三電平整流器主電路結(jié)構(gòu)

二極管鉗位型三電平整流器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。整流器交流側(cè)每相輸出電壓相對(duì)于直流側(cè)有3種取值，正端電壓＋vdc／2、負(fù)端電壓-vdc／2、中點(diǎn)電壓0。以a相為例，三電平整流器的每個(gè)橋臂有4個(gè)功率開關(guān)器件Sa1，Sa2，Sa3和Sa4，Da5和Da6是2個(gè)輔助鉗位二極管。當(dāng)Sa1，Sa2導(dǎo)通，Sa3，Sa4關(guān)斷時(shí)，a相交流側(cè)相對(duì)于O點(diǎn)的電壓為＋vdc／2；當(dāng)Sa3，Sa4導(dǎo)通，Sa1，Sa2關(guān)斷時(shí)，a相交流側(cè)的電壓為-vdc／2；當(dāng)Sa2，Sa3導(dǎo)通，Sa1，Sa4關(guān)斷時(shí)，a相交流側(cè)的電壓為0。三電平整流器的直流側(cè)與兩電平不一樣，其直流電容由C1和C2組成，且這2個(gè)電容中間點(diǎn)O和鉗位二極管的中點(diǎn)相連接。在這種連接方式下，中點(diǎn)O的電壓受到電流變化和開關(guān)狀態(tài)的影響而浮動(dòng)。

圖1 二極管鉗位型三電平整流器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Main ciucuit topology of three-level NPC rectifier

3 三電平整流器中點(diǎn)電位不平衡問題分析

圖2 三電平空間矢量圖Fig.2 Three-level space vectors diagram

三電平電路的一個(gè)橋臂有＋vdc／2，-vdc／2，0 3種可能輸出電壓，即正（1）、負(fù)（-1）、零（0）3個(gè)電平。因此三相三電平整流器對(duì)應(yīng)33＝27種開關(guān)狀態(tài)，如圖2所示。由于冗余矢量的存在，實(shí)際上27個(gè)開關(guān)狀態(tài)只對(duì)應(yīng)著19個(gè)基本矢量。根據(jù)矢量模的大小，將19個(gè)基本矢量分為長矢量（外六邊形的頂點(diǎn)）、中矢量（外六邊形邊的中點(diǎn)）、短矢量（內(nèi)六邊形的頂點(diǎn)）和零矢量4類，其中零矢量和短矢量都有冗余開關(guān)狀態(tài)，短矢量又可分為正短矢量和負(fù)短矢量。

流過中點(diǎn)的電流io引起的直流母線電容C1，C2充放電不均衡是引起中點(diǎn)電位不平衡的根本原因。零矢量和長矢量時(shí)沒有電流流過中點(diǎn)，不會(huì)對(duì)電容進(jìn)行充放電，因此不會(huì)引起中點(diǎn)電位的波動(dòng)。中矢量和短矢量時(shí)，有電流流過中點(diǎn)，會(huì)對(duì)電容進(jìn)行充放電造成中點(diǎn)電位不平衡。其中，對(duì)于成對(duì)出現(xiàn)的正短矢量和負(fù)短矢量，它們的輸出電壓相同但是對(duì)中點(diǎn)電位的影響卻相反。

4 中點(diǎn)電位平衡控制策略

4.1 基于電壓空間矢量的控制策略

三電平整流器通常采用中心對(duì)稱7段式PWM調(diào)制方式。由于正負(fù)短矢量對(duì)中點(diǎn)電位的影響是相反的，可以在SVPWM調(diào)制過程中合理地選擇正負(fù)短矢量來平衡中點(diǎn)電壓。具體方法如下。

三電平基本空間矢量的劃分如圖3所示。先將矢量圖分為6個(gè)大四邊形S，再將每個(gè)四邊形分為6個(gè)小扇區(qū)N，一共劃分為36個(gè)小區(qū)域。因此，三電平空間矢量圖可看作用6個(gè)兩電平空間矢量圖構(gòu)成。定義io流入為正，中點(diǎn)電位upn為

36個(gè)區(qū)域可分為2種區(qū)域，即有2個(gè)短矢量作用的區(qū)域和有3個(gè)短矢量作用的區(qū)域。

圖3 三電平空間矢量圖區(qū)域劃分Fig.3 Region division of three-level space vectors

1）有2個(gè)短矢量作用的區(qū)域。這種區(qū)域的短矢量是成對(duì)出現(xiàn)的正負(fù)短矢量。以圖3中的S1N4區(qū)域?yàn)槔饔玫氖钦淌噶?-10和負(fù)短矢量001。在采樣周期內(nèi)，只要正負(fù)短矢量的作用時(shí)間之和等于T1，正負(fù)短矢量各自的作用時(shí)間并不影響參考電壓矢量的合成，但是卻影響中點(diǎn)電壓。可根據(jù)下列規(guī)則合理地選擇正負(fù)短矢量，從而使中點(diǎn)電位趨于平衡。圖4為Vref在S1N4內(nèi)的開關(guān)波形。

圖4 Vref在S1N4內(nèi)的開關(guān)波形Fig.4 Switching waveforms of Vrefin S1N4

2）3個(gè)短矢量作用的區(qū)域。以S1N5區(qū)域?yàn)槔?，作用的短矢量?1-10，001，-100。對(duì)于成對(duì)出現(xiàn)的正負(fù)短矢量-1-10和001的選擇與上面相同。負(fù)短矢量-100對(duì)中點(diǎn)電位產(chǎn)生影響，需對(duì)它進(jìn)行控制。若Δv·ia＜0，負(fù)短矢量-100對(duì)中點(diǎn)電位起平衡作用，按上面的方法進(jìn)行選擇。

若 Δv·ia＞0，Δv·ic＜0，由于S1N5與S4N6所使用的基本矢量相同，可用S4N6中的矢量作用順序來合成S1N5中的參考電壓矢量。在S4N6中要用到-100和011兩個(gè)短矢量，此時(shí)應(yīng)選正短矢量011。若Δv·ic＞0，Δv·ia＞0，Vref無論屬于哪個(gè)區(qū)域，都會(huì)有一個(gè)短矢量對(duì)中點(diǎn)電位的平衡起反作用，則選擇反作用較小的那個(gè)短矢量。

表1對(duì)Vref在S1N5區(qū)域內(nèi)的調(diào)制方法進(jìn)行了總結(jié)。根據(jù)這種方法，對(duì)36個(gè)區(qū)域分別進(jìn)行了分析，計(jì)算實(shí)際開關(guān)切換時(shí)間，得到開關(guān)周期內(nèi)的波形。

表1 Vref在S1N5區(qū)域內(nèi)的中點(diǎn)電位控制方法Tab.1 Control method of Vrefneutral-point potential in S1N5

從以上分析也可以看出，當(dāng)參考電壓矢量在區(qū)域邊界過渡時(shí)，此方法可能會(huì)導(dǎo)致兩對(duì)開關(guān)狀態(tài)同時(shí)切換，在一定程度上增加了開關(guān)損耗，但從表1可以看出，對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行控制后，降低了開關(guān)損耗。

4.2 基于電荷守恒的控制策略

上述控制方法雖然降低了開關(guān)損耗，但是直流母線電壓卻受到了影響，會(huì)有一定的波動(dòng)。為了改善這種狀況，文獻(xiàn)［1］提出了一種基于電荷守恒的控制方法。但是這種方法的算法比較復(fù)雜，本文針對(duì)此問題，對(duì)這種方法進(jìn)行了改進(jìn)。采用此方法不需要考慮文獻(xiàn)［1］中的不可控區(qū)段內(nèi)的情況，因此簡化了控制算法。

基于保持一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)流入或流出中點(diǎn)的電荷守恒的思想來控制中點(diǎn)電位平衡。定義控制因子γ，通過檢測直流母線電容電壓大小和三相交流電流，計(jì)算出正負(fù)短矢量的時(shí)間控制因子γ，使每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)流入中點(diǎn)的總電荷為零，從而實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位的準(zhǔn)確控制。

不同時(shí)刻流入中點(diǎn)的電流可表示為

式中，Si為函數(shù)i（i＝a，b，c），Si＝1（輸出為1），Si＝0（輸出為0），Si＝-1（輸出為-1）。

檢測電容電壓vdc1，vdc2，三相電流ia，ib，ic。標(biāo)準(zhǔn)的7段式SVPWM由4個(gè)矢量作用，每一矢量作用時(shí)對(duì)應(yīng)中點(diǎn)的電流分別為i1，i2，i3，i4，并假設(shè)它們?cè)诟髯缘淖饔脮r(shí)間內(nèi)保持大小不變，顯然i1＝-i4。

在一個(gè)PWM控制周期Ts內(nèi)，檢測直流側(cè)母線電容得：

則中點(diǎn)電荷為

當(dāng)采用標(biāo)準(zhǔn)7段式SVPWM調(diào)制方式時(shí)，中點(diǎn)電荷變化量為

引入控制因子γ重新分配7段式作用時(shí)間：（1＋γ）T1／4，T2／2，T3／2，（1-γ）T1／2，T3／2，T2／2，（1＋γ）T1／4，電荷變化量為

根據(jù)式（4）、式（6）、式（7）得：

實(shí)際控制因子受到幅值的限制，須滿足-1＜γ＜1。

根據(jù)上述算法計(jì)算出36個(gè)小區(qū)域的每個(gè)小區(qū)域的γ值，從而計(jì)算實(shí)際開關(guān)切換時(shí)間，得到開關(guān)周期內(nèi)的波形。

5 仿真結(jié)果

本文采用 Matlab／Simulink進(jìn)行計(jì)算機(jī)仿真。該仿真是在6kW三電平PWM整流器原型中進(jìn)行查核，該型的其他主要參數(shù)為：交流側(cè)相電壓額定輸入電壓值Vi＝220V，額定輸入頻率fi＝50Hz，額定輸出直流電壓Vo＝600V，輸入濾波電感Li＝7mH，等效輸入線電阻Ri＝0.1Ω，直流電容Cdc＝2 200μF，開關(guān)頻率fs＝5kHz。

圖5為未加入中點(diǎn)電位控制的仿真結(jié)果波形圖。由圖5可知，NPC型三電平整流器的中點(diǎn)電位波動(dòng)很大，會(huì)對(duì)系統(tǒng)產(chǎn)生影響，需要對(duì)它進(jìn)行控制。

圖5 未加入中點(diǎn)電位控制的波形Fig.5 Simulation waveforms not adoptingmid-point control strategy

圖6為本文介紹的基于SVPWM中點(diǎn)電位控制策略的仿真波形圖。由圖6可知，采用這種方法，中點(diǎn)電位被控制在±2V之內(nèi)，直流母線電壓Udc穩(wěn)定在600V，有很小的波動(dòng)。

圖6 基于SVPWM的中點(diǎn)電位控制的波形Fig.6 Simulation waveforms adopting mid-point control strategy based on SVPWM

圖7為本文介紹的電荷守恒中點(diǎn)電位控制策略。由圖7可知，采用這種方法后，直流側(cè)中點(diǎn)電壓被控制在±0.2V之內(nèi)，直流母線電壓穩(wěn)定在600V，且?guī)缀鯖]有波動(dòng)。

圖7 電荷守恒中點(diǎn)電位控制波形Fig.7 Simulation waveforms adopting mid-point control strategy based on charge conservation

上述仿真條件是假設(shè)直流側(cè)2個(gè)電容相等，實(shí)際情況下2個(gè)電容不可能完全相等。而且實(shí)際運(yùn)行中還會(huì)發(fā)生各種異常情況，比如負(fù)載突增、電壓階躍等。因此本文做了采用電荷守恒控制策略時(shí)兩電容不相等及在這種情況下突增負(fù)載和電壓階躍變化的仿真，仿真圖如圖8～圖10所示。

圖8 直流側(cè)兩個(gè)電容不相等的仿真波形Fig.8 Simulation wavesforms under the conditions when the DC capacitor is not equal

圖9 在0.1s突增負(fù)載的仿真波形Fig.9 Conditions of increasing the load at the 0.1sof simulation wavesforms

圖10 在0.1s電壓由600V突變到650V的仿真波形Fig.10 Conditions of the voltage mutating from 600V to 650Vat 0.1sof simulation wavesforms

由仿真可以看出，采用基于SVPWM中點(diǎn)電位控制方法，整流器的中點(diǎn)電位得到了控制，而且這種方法降低了開關(guān)損耗；采用改進(jìn)后的中點(diǎn)電位控制方法，當(dāng)直流側(cè)電容不相等時(shí)對(duì)系統(tǒng)幾乎沒有影響，而且，突增負(fù)載或電壓發(fā)生階躍變化，采用這種方法均能很好地控制住中點(diǎn)電位，同時(shí)直流母線電壓幾乎沒有波動(dòng)，系統(tǒng)的穩(wěn)定性很好，并且這種方法的算法比較簡單。

6 結(jié)論

本文介紹了目前NPC型三電平整流器的主電路結(jié)構(gòu)。在此基礎(chǔ)上，詳細(xì)介紹了基于SVP-WM控制的中點(diǎn)電位控制策略，并提出了一種改進(jìn)方法即基于電荷守恒的控制策略?；赟VPWM控制的中點(diǎn)電位控制策略是通過合理地選擇正負(fù)短矢量來使中點(diǎn)電位趨于平衡。電荷守恒的控制策略是以保持一個(gè)采樣周期內(nèi)流入中點(diǎn)的電荷等于零為原則，通過控制正負(fù)短矢量的作用時(shí)間來控制中點(diǎn)電位。本文通過計(jì)算機(jī)仿真分析驗(yàn)證了中點(diǎn)電位控制方法的有效性。

［1］ 張曄，湯鈺鵬，王文軍.三電平逆變器空間矢量調(diào)制及中點(diǎn)電位平衡研究［J］.電氣傳動(dòng)，2010，40（2）：33-36.

［2］ Busse Alfred，Holtz Joachim.Multiloop Control of a Unity Power Factor Fast Switching AC to DC Converter［C］∥IEEE Power Electronics Specialists Conference，PESC 1982 Record，1982：171-179.

［3］ Annette von Jouanne，Shaoan Dai，Haoran Zhang.A Simple Method for Balancing the DC-link Voltage of Three-level Inverters［C］∥2001IEEE 32nd Annual Power Electronics Specialists Conference，2001（3）：1341-1345.

［4］ 張崇巍，苑春明，張興，等.中點(diǎn)電位平衡的三電平逆變器SVPWM 簡化算法及其實(shí)現(xiàn)［J］.電氣傳動(dòng)，2008，38（11）：37-42.

［5］ 張艷莉，費(fèi)萬民，呂征宇，等.三電平逆變器SHEPWM方法及其應(yīng)用研究［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2004，19（1）：16-20.

［6］ 朱凌，劉濤，魯志平，等.基于DSP的載波移相多電平PWM實(shí)現(xiàn)方法［J］.華北電力大學(xué)學(xué)報(bào)，2004，31（5）：21-25.

［7］ 侯軒.多電平變換器通用空間矢量PWM算法及應(yīng)用研究［D］.北京：清華大學(xué)，2004.

［8］ 姜衛(wèi)東，王群京，李爭，等.中點(diǎn)電壓偏移對(duì)SVM控制的三電平逆變器的影響及補(bǔ)償措施［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2006，21（9）：76-80.

［9］ 羅永杰，尹華杰，周艷青，等.三電平NPC逆變器中點(diǎn)電位平衡的軟件算法［J］.電氣傳動(dòng)，2008，38（5）：3-7.

［10］王曉晨.三相PWM整流器間接電流控制動(dòng)態(tài)性能的改進(jìn)［J］.電力電子技術(shù)，2007，41（10）：110-112.

［11］孟永慶，沈傳文，劉正，等.基于零序電壓注入的三電平中點(diǎn)鉗位整流器中點(diǎn)電位控制方法的研究［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2007，27（10）：92-97.

［12］鄒學(xué)淵，王京，張勇軍，等.三電平電壓型PWM整流器的SVPWM 算法研究［J］.電氣傳動(dòng)，2010，40（6）：28-31.

［13］伍小杰，董瑤，周娟，等.三電平逆變器基于參考電壓分解的SVPWM 算法［J］.系統(tǒng)仿真學(xué)報(bào)，2009，21（19）：6216-6220.

修改稿日期：2012-02-21

Research of the Three-level NPC Rectifier Neutral Point Voltage Control Method

TANG Li-na，NI Shuai，DAI Peng，XU Li-hua

（InformationandElectricalEngineeringInstitute，ChinaUniversityof MiningandTechnology，Xuzhou221008，Jiangsu，China）

In order to solve the neutral point voltage imbalance of the three-level rectifier，NPC three-level rectifier as an example，analyzed the midpoint potential imbalance on the basis of the introduction of the main circuit.The mid-point potential control based on the SVPWM control strategy was described，and try to make the midpoint potential tending to balance through the rational choice of the positive or negative short vector.A control strategy based on conservation of charge was presented.As a principle of maintaining the charge into the mid-point zero within a sampling period，the vector of the midpoint can be controlled by controlling the positive and negative role in the short time.Simulation results verify that the proposed control plot has a good balancing effect.

three-level NPC rectifier；space vector pulse width modulation；the control of neutral point voltage；charge conservation

TM461

A

唐麗娜（1988-），女，碩士研究生，Email：tanglina8＠163.com

2011-05-23