超寬帶低截獲率擴(kuò)頻系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)

沈 志,周世平,胡 哲,韓建莉

(湖北航天技術(shù)研究所, 武漢430040)

1 引 言

擴(kuò)頻通信由于采用偽隨機(jī)碼作為擴(kuò)頻調(diào)制的基本信號(hào),展寬了通信頻帶,降低了信號(hào)功率譜密度,具有抗干擾強(qiáng)、信號(hào)隱蔽、截獲率低、碼分多址、易于組網(wǎng)等特點(diǎn),被廣泛應(yīng)用于軍民用通信、電子對(duì)抗、導(dǎo)航及測(cè)量等領(lǐng)域。直接序列擴(kuò)頻[1](Direct Sequence Spread Spectrum,DSSS)是擴(kuò)頻通信最主要的一種實(shí)現(xiàn)方式,在發(fā)送端通過利用高碼率的擴(kuò)頻序列對(duì)發(fā)送信號(hào)進(jìn)行調(diào)制,展寬其頻帶,在接收端再使用相同擴(kuò)頻序列進(jìn)行解碼,從而獲得較高的等效調(diào)制增益。

相對(duì)于原始信號(hào)帶寬,更大的擴(kuò)頻比率可以帶來更高的擴(kuò)頻增益,以及更低的有效功率譜密度,從而加大第三方探測(cè)難度,降低被截獲概率,但受限于現(xiàn)有硬件實(shí)現(xiàn)能力,傳統(tǒng)單載波擴(kuò)頻系統(tǒng)的擴(kuò)頻能力非常有限。本文將多載波(Multi-Carrier, MC)調(diào)制系統(tǒng)引入到擴(kuò)頻通信中,使用多個(gè)載波同時(shí)傳輸有效信號(hào),達(dá)到進(jìn)一步增大擴(kuò)頻比的目的,同時(shí)利用基帶混頻調(diào)制與超外差解調(diào)方式,使得中射頻部分盡可能使用統(tǒng)一結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn),降低了系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。

2 擴(kuò)頻系統(tǒng)超寬帶實(shí)現(xiàn)的硬件局限

在窄帶干擾條件下,通過對(duì)擴(kuò)頻后帶寬為W 的信號(hào)解擴(kuò),可以使功率為PI的干擾信號(hào)i(t)帶寬擴(kuò)展到頻帶W,則噪聲功率譜密度I0=PI/W。解擴(kuò)后的信號(hào)通過帶寬為R 的匹配濾波器,則解調(diào)器輸出端的干擾總功率為[2]

因此干擾信號(hào)功率的下降量與帶寬的擴(kuò)展因子W/R相等,Lc=W/R 為擴(kuò)頻系統(tǒng)的處理增益。

在解擴(kuò)后帶寬R 一定的條件下,為了獲得盡可能大的處理增益,則需要增大擴(kuò)頻后帶寬W?，F(xiàn)有以軟件無線電架構(gòu)的擴(kuò)頻通信系統(tǒng)通常以FPGA 為核心,其系統(tǒng)全局時(shí)鐘主頻一般在200 ～300 MHz級(jí)別,當(dāng)實(shí)現(xiàn)邏輯使用量較多時(shí),綜合后可用時(shí)鐘會(huì)降低至100 MHz級(jí)別,常用的高速DAC 數(shù)模轉(zhuǎn)換芯片也多位于此主頻范圍內(nèi),由于基帶信號(hào)需要完成基帶成形、插值處理等操作,其處理載波帶寬一般在20 ～40 MHz級(jí)別,這就導(dǎo)致擴(kuò)頻系統(tǒng)可實(shí)現(xiàn)的擴(kuò)頻因子非常有限。如果要實(shí)現(xiàn)更高帶寬的載波輸出,一種可行的方法是在FPGA 內(nèi)對(duì)高于系統(tǒng)主頻的采樣率信號(hào)在數(shù)字域作多相位處理,在輸出轉(zhuǎn)換端再完成多相位合并,再由吉赫級(jí)別的超高主頻DAC 轉(zhuǎn)換輸出[3]。但該方法的實(shí)現(xiàn)代價(jià)較大,不光實(shí)現(xiàn)邏輯復(fù)雜,超高速DAC 成本較高,并且板級(jí)信號(hào)完整性控制難度也快速上升。其擴(kuò)頻后帶寬增大的本質(zhì)是通過提高處理速度獲得,其方法對(duì)系統(tǒng)能力提升有限,存在應(yīng)用局限性。

3 直擴(kuò)及多載波調(diào)制二維擴(kuò)頻

為了進(jìn)一步拓展直擴(kuò)信號(hào)的頻帶寬度,本文將傳統(tǒng)多載波調(diào)制方式[4]引入到擴(kuò)頻系統(tǒng)。在基帶成形之前,就將數(shù)據(jù)以位寬分離或者碼片分離的方式,分解為多路并行數(shù)據(jù),在各自獨(dú)立擴(kuò)頻后,由多個(gè)獨(dú)立單載波調(diào)制模塊進(jìn)行調(diào)制,在模擬域上再進(jìn)行功率合成,從而實(shí)現(xiàn)超寬帶調(diào)制。在接收端,使用多個(gè)獨(dú)立解調(diào)模塊并行處理各自頻帶信號(hào),在基帶之后再進(jìn)行數(shù)據(jù)合并。該方法使用更多的并行處理資源換取更大的頻帶寬度,其基本實(shí)現(xiàn)框圖如圖1 所示。

圖1 多載波擴(kuò)頻系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)Fig.1 Architecture of multi-carrier spread spectrum system

設(shè)單個(gè)載波寬度為f BW,N 個(gè)獨(dú)立載波在頻譜上相鄰存在,使用正交調(diào)制方式,則最終全系統(tǒng)的載波信號(hào)模型可以表示為

頻域分布如圖2 所示。

圖2 多載波擴(kuò)頻頻譜分布Fig.2 Multi-carrier spread spectrum profile

可以看到,在頻域上各個(gè)載波呈獨(dú)立分布,但又彼此相鄰。對(duì)于全頻帶來說,除了各頻帶自身去碼間串?dāng)_的滾降保護(hù)帶占據(jù)了一定帶寬以外,與單一載波超寬頻譜相比,基本沒有浪費(fèi)更多頻帶資源。

4 基帶調(diào)頻與統(tǒng)一上變頻結(jié)構(gòu)

在公式(2)中,由于各頻點(diǎn)載頻ωi 不同,上變頻系統(tǒng)對(duì)于每一路載波在進(jìn)行調(diào)制或解調(diào)時(shí),需要使用完全不同頻率的載波信號(hào),這無疑加大了多載波系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)與調(diào)試的復(fù)雜度。

設(shè)最終輸出頻帶的中心頻點(diǎn)為ωc,對(duì)于偶數(shù)個(gè)載波系統(tǒng),可以將公式(2)改寫為

將中心載波頻點(diǎn)ωc提出,則上式變?yōu)?/p>

由該式可以知道,多路信號(hào)可以通過兩次變頻獲得,第一次變頻的載波頻率為±(k -1/2)ωBW,由于頻率值不高,可以直接在數(shù)字域進(jìn)行調(diào)頻偏,可定義為基帶頻偏調(diào)制方式。

完成基帶調(diào)頻偏之后,第二次變頻的載波頻率可以為一個(gè)固定值ωc,因此各路子載波的中射頻正交調(diào)頻既可以使用相同載波的調(diào)頻電路完成,也可以在數(shù)模轉(zhuǎn)換后直接功率合成再使用單路上變頻器完成,從而降低了中射頻部分的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。

圖3 基帶頻偏擴(kuò)頻系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)Fig.3 Architecture of baseband mixing spread spectrum system

各路載波的二次中射頻正交變頻利用歐拉公式進(jìn)行展開后,可表示為

其中, Ik及 Qk為基帶調(diào)頻偏之后得到的信號(hào),由于二次變頻后各單路載波分布位于中心載波ωc的兩側(cè),因此ωc右側(cè)上邊帶與ωc左側(cè)下邊帶的調(diào)頻偏公式有少許不同。上邊帶的基帶頻偏公式為

下邊帶的基帶頻偏公式為

5 多頻及單頻超外差式下變頻結(jié)構(gòu)

下變頻方式與上變頻相反,也使用兩次變頻方式。與發(fā)送端不同的是,接收端獲得的是寬頻帶信號(hào),對(duì)于各單載波解調(diào)器,必須通過濾波獲得各自單路載波,工程實(shí)現(xiàn)方案有以下兩種。

第一種下變頻方案是使用傳統(tǒng)超外差接收方式,通過使用多路下變頻通道對(duì)不同的載波進(jìn)行解調(diào),使下變頻后的有效單路信號(hào)落在固定頻點(diǎn)上,可以直接下變至零頻點(diǎn)執(zhí)行低通濾波,也可以下變至低中頻,完成中頻帶通濾波后再二次下變至零頻點(diǎn)。則各路都可以使用相同頻率的模擬低通或帶通濾波器完成帶外信號(hào)的濾波作用,再由單路ADC 采樣各自單載波信號(hào),以使用多射頻點(diǎn)源的代價(jià),簡化下變頻后的帶通或低通濾波器設(shè)計(jì)難度,其實(shí)現(xiàn)框圖如圖4 所示。

圖4 多下變頻器接收系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.4 Block diagram of multi-downconverter receiver system

設(shè)完成基本增益控制后的接收信號(hào)為

設(shè)本地每路下變頻載波為

對(duì)于每路下變頻過程可表示為N

使用低通濾波器去除高頻分量,僅提取當(dāng)前頻點(diǎn)信號(hào)后得到

其中,LPf()表示以f 為帶寬執(zhí)行低通濾波操作。上式是直接捷變至零頻公式,如分兩次捷變,第一次捷變至低中頻,則使用帶通濾波器完成單載波帶外濾波操作,與上式略有不同但方法一致。該方案是一種比較傳統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)方式,其缺點(diǎn)是每個(gè)單路載波解調(diào)都需要使用一個(gè)下變頻模塊,系統(tǒng)中射頻部分復(fù)雜度較高。

第二種實(shí)現(xiàn)方式是由單個(gè)下變頻器將信號(hào)下變至中頻,然后通過功分器將信號(hào)分配至多路,每路單載波解調(diào)器通過數(shù)字方式產(chǎn)生不同頻率的載波信號(hào),將各自信號(hào)二次下變頻至零頻位置,由低通濾波器去除單載波帶外信號(hào)后,再由ADC 對(duì)基帶信號(hào)進(jìn)行采樣處理。該方案的優(yōu)點(diǎn)是全路設(shè)備僅需要使用一路射頻下變頻器,簡化了射頻部分的設(shè)計(jì)難度;但缺點(diǎn)是每路信號(hào)處理模塊都需要增加二次下變頻的載波發(fā)生模塊。其實(shí)現(xiàn)框圖如圖5 所示。

圖5 兩次下變頻接收系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.5 Block diagram of two-stage downconverter receiver system

當(dāng)然,如果模式轉(zhuǎn)換器采樣率相對(duì)于一次變頻后的中頻頻率較高,也可以采用采樣后在數(shù)字域?qū)崿F(xiàn)正交下變頻的設(shè)計(jì)方法。

同公式(8)～(9),對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行一次射頻下變頻后再濾除高頻分量有

設(shè)下變頻后中心頻點(diǎn)載波分量ωIF為

公式(12)變?yōu)?/p>

對(duì)于整體中頻信號(hào),各單載波支路再產(chǎn)生各自中頻下變頻載波分量

其中,i ∈(-N/2,N/2),i ≠0,通過此中頻載波對(duì)中頻信號(hào)進(jìn)行二次下變頻,則單載波支路變頻后的結(jié)果為

而后完成相位同步,獲得準(zhǔn)確的基帶數(shù)據(jù)。

6 實(shí)現(xiàn)結(jié)果

圖6 基帶調(diào)頻偏頻譜圖Fig.6 Spectrogram of baseband mixed modulator

以四載波信號(hào)為例,完成調(diào)制以后的信號(hào)頻譜如圖6 所示。相對(duì)于原始單載波系統(tǒng),在相同有效數(shù)據(jù)率條件下,通過提高載波數(shù)量,增加頻帶寬度為代價(jià),獲得了更低的功率譜密度,以及更高的擴(kuò)頻增益,對(duì)接收端來說,更低接收信噪比門限降低了信號(hào)被截獲或被干擾的概率。

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