基于數(shù)據(jù)復(fù)制和數(shù)字上變頻的高速信號的產(chǎn)生

劉章文，盧朝政，張生帥，鮮海鵬

(中國工程物理研究院應(yīng)用電子學(xué)研究所 高功率微波技術(shù)實驗室,四川 綿陽 621900)

在信號產(chǎn)生技術(shù)中，數(shù)字信號由于其控制靈活，便于集成等優(yōu)點已廣泛用于現(xiàn)代通信設(shè)備、雷達信號產(chǎn)生和科研教學(xué)等儀器中。由于受頻率精度、穩(wěn)定度和動態(tài)范圍的制約，提高數(shù)字信號中頻率調(diào)制速度是難點，也是高速調(diào)制信號源的技術(shù)瓶頸。直接數(shù)字頻率合成(DDS)技術(shù)具有頻率切換快、分辨率高、頻率和相位易于控制等特點，廣泛用于信號產(chǎn)生技術(shù)中[1-2]。存儲器數(shù)據(jù)的復(fù)制[3]和IQ數(shù)字上變頻技術(shù)對于基帶變到中頻，具有非常靈活可調(diào)的優(yōu)勢[1-2，4]。本信號產(chǎn)生系統(tǒng)即是對DSP、FPGA、DDS、存儲器的數(shù)字復(fù)制、數(shù)字上變頻以及微波變頻技術(shù)的綜合集成。

1 系統(tǒng)硬件方案

ADI公司的器件 AD9957內(nèi)置了 DDS、IQ數(shù)字上變頻器和刷新率高達1 GHz的14位高速DA，可直接產(chǎn)生最高400 MHz的輸出信號，本系統(tǒng)用為上變頻芯片。計算和控制采用高速DSP TMS320C6416T;高速接口采用了ALTERA公司的FPGA EP2S30F672I4N，內(nèi)嵌較大容量的雙口RAM，存儲器的數(shù)據(jù)復(fù)制即在FPGA中進行。由于輸出信號達到更高的微波頻段，后端的微波變頻組件是必須的。

圖1為本系統(tǒng)硬件組成框圖,主要由DSP控制器、FPGA高速接口、AD9957數(shù)字上變頻和后端微波組件四部分組成。DSP控制器負責(zé)大量的信號產(chǎn)生所需的計算和對FPGA的數(shù)據(jù)傳輸，并對上位機通過RS232接口傳來的命令進行解釋和執(zhí)行,通過SPI串口控制AD9957；FPGA高速接口完成高速數(shù)據(jù)的存儲和復(fù)制，實現(xiàn)并口和SPI串口的時序管理；AD9957器件完成IQ數(shù)字上變頻和D/A轉(zhuǎn)換，D/A輸出直接到中頻，同時可選擇地實現(xiàn)sinc濾波功能；后端的微波組件則完成輸出信號的上變頻和功率放大,以達到4.3 GHz的中心頻率的微波頻段。

2 系統(tǒng)工作原理

如圖1所示，從PC機發(fā)向DSP的串口命令包括信號樣式、頻段碼、帶寬和頻率碼等，DSP控制器根據(jù)接收到的命令將頻率和帶寬解析成基帶信號相關(guān)的參數(shù)，并計算出基帶信號的18 bit并行數(shù)據(jù)流，傳送給FPGA內(nèi)部的雙口RAM。同時DSP將頻段信息通過SPI同步串口送到AD9957，以控制AD9957內(nèi)的DDS。當(dāng)DSP完成18 bit并行數(shù)據(jù)流傳到雙口RAM后，F(xiàn)PGA則將該RAM內(nèi)的數(shù)據(jù)以一固定的高速時鐘頻率重復(fù)地復(fù)制輸出到AD9957。AD9957將該18 bit數(shù)據(jù)流分成IQ兩路，與內(nèi)部的DDS一起完成數(shù)字上變頻,后通過14 bit D/A將該數(shù)據(jù)流輸出中頻信號。后端再經(jīng)過一個4.1 GHz的本振將該信號變到4.3 GHz的微波段。整個信號產(chǎn)生最關(guān)鍵的是基帶信號的復(fù)制和IQ數(shù)字上變頻兩個過程，同時產(chǎn)生的數(shù)據(jù)必須作雜散抑制處理,才能獲得高分辨的信號。

2.1 基帶信號的存儲與復(fù)制

高速18 bit并行數(shù)據(jù)的存儲和復(fù)制均在FPGA內(nèi)部進行，存儲器采用FPGA上的同步雙口RAM資源ALTSYNCRAM，數(shù)據(jù)存儲和復(fù)制電路如圖2所示。DSP的計算數(shù)據(jù)由地址A[14..0]和數(shù)據(jù)D[17..0]總線通過并行接口控制器、片選CS及寫時鐘WCLK寫入到雙口RAM中即完成數(shù)據(jù)的存儲，并行接口控制器主要解決DSP的EMIF外設(shè)接口與同步雙口RAM之間的時序匹配問題。

信號復(fù)制的關(guān)鍵在于讀地址發(fā)生器，由于讀出的數(shù)據(jù)流要直接形成輸出信號，所以對時序要求非?？量蹋x時鐘必須同后端的數(shù)字變頻和D/A時鐘嚴格同步，故圖2中的讀時鐘RCLK來自器件AD9957。讀地址由一個高速向上計數(shù)器產(chǎn)生，由讀時鐘RCLK來觸發(fā)，計數(shù)器到頂自動溢出歸零并重新向上計數(shù)，如此重復(fù)往返，即完成信號的復(fù)制輸出。

由于使用了雙口RAM，讀寫時鐘完全獨立，寫時鐘由DSP提供，需要刷新時才寫入，所以實時性并不高，減輕了DSP的總線處理難度。而讀數(shù)據(jù)必須實時進行，否則會影響信號產(chǎn)生質(zhì)量。

2.2 IQ數(shù)字上變頻

數(shù)字上變頻在AD9957中進行[4]，同時進行查值、sinc濾波等功能，如圖3所示。雙口RAM中的數(shù)據(jù)按I和Q交替存放，AD9957內(nèi)有一個格式轉(zhuǎn)化器自動將IQ數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)成獨立的I路和Q路。如此，實際基帶數(shù)據(jù)長度N是存儲器長度的一半。

DSP計算出的基帶數(shù)據(jù)表達式為多音信號為：

式中,m為信號載頻數(shù)，fk為基帶信號頻率，A是為了把信號映射到18 bit符號數(shù)的范圍內(nèi)所加的變換系數(shù)。

線性調(diào)頻信號為：

其中，f0是中心頻率，fb是帶寬。

將式(1)、式(2)表示的基帶信號與本振進行正交調(diào)制IQ變頻后相加得

即多音輸出為(fs為本振ωs的數(shù)字抽樣頻率，以下同)：

線性調(diào)頻輸出為：

從式(4)、式(5)的輸出結(jié)果看，所得頻率即為基帶與本振的疊加，實現(xiàn)了邊帶數(shù)字上變頻，而下邊帶由于IQ調(diào)制后相加被相互抵消了。值得一提的是，IQ變頻因為在數(shù)字域進行，對本振的泄漏非常小，不必考慮IQ兩路幅度的不平衡引起的泄漏。因此對DDS可以在其能力范圍內(nèi)任意設(shè)置，甚至可以將本振設(shè)置到帶內(nèi)，這樣在輸出頻率一定的情況下，本振越高，基帶的信號就要求越低，也就是前端并口數(shù)據(jù)流的速度要求更低一些，相應(yīng)地減輕了DSP的總線處理難度。從式(4)、式(5)看，IQ調(diào)制不存在下邊帶，即下變頻成分。但是實際由于IQ兩路不完全對稱，仍然存在不同程度的鏡像對稱頻率，這需要設(shè)計和調(diào)試時充分考慮。

2.3 信號的雜散分析與抑制

任何數(shù)字信號的產(chǎn)生都會存在不同程度的雜散，本系統(tǒng)主要的雜散來源于兩個部分，一是數(shù)字變頻的本振的DDS雜散，盡管DDS具有傳統(tǒng)頻率合成技術(shù)無法比擬的優(yōu)點，但它的輸出雜散較大的缺點嚴重限制了它的廣泛使用[5]，如何抑制DDS中輸出頻譜雜散是另一個研究熱點。雜散的另一個來源是由所產(chǎn)生的數(shù)據(jù)在存儲器中的周期截斷所引起，由奈奎斯特抽樣定理知，存儲器長度 N與所產(chǎn)生的頻率 f需滿足 f＜N/2，由于 f在[1，N/2]之間任意設(shè)置，大多情況下，N不是f的整數(shù)倍，反映在時域上，存儲器的數(shù)據(jù)出現(xiàn)了信號的周期截斷,如圖4所示。這樣出現(xiàn)了一個固有的低頻窄帶的雜散信號，該雜散信號的強弱和帶寬隨f的變化而變化，但其中心頻率比較固定,并且是調(diào)制到有用信號 f上，離 f很近，因此不可能在后端加低通濾波的方法去掉。

為了說明周期截斷引起的誤差，將存儲器分為f的整數(shù)段和f的余數(shù)段，即:

式中 r、h 均為整數(shù)，且 f＜N/2，h＜f和 M=r·f，于是參考式(1)，單音信號I路(Q路類似)可表示為:

p(n-k·N)為長度為 N的窗函數(shù)，I(n)是 I路正弦函數(shù)。式(7)前面一項可看成是連續(xù)M個數(shù)據(jù)后補h個0的N個有限數(shù)據(jù),后面一項看作是M個0后連續(xù)h個數(shù)據(jù)的N個有限數(shù)據(jù)，作DFT變換得(注意周期為N)

式(8)的第 1項只有前 M個數(shù)，是信號 f的整周期倍，后面h個為0，其積分只有k=nf處有頻譜成分，而少了h個數(shù)后，只對其幅度有影響。第2項ε(f)完全由于周期截斷引起，也是信號的一部分，但它會引起信號的雜散增加，當(dāng) N是 f的整數(shù)倍時，即 h=0，該項為 0，否則，不為 0，且設(shè)定 f時，ε(f±1)大都不為 0，說明周期截斷誤差是調(diào)制在f上且離f很近。

要獲得高分辨率的信號,應(yīng)盡量避免周期截斷誤差。可以利用數(shù)字上變頻對本振的不敏感，在本振fs、信號f和存儲器長度N之間來進行適當(dāng)調(diào)整，即當(dāng)輸出中頻設(shè)定，選取合適的 fs和 f，使得 N/2為 f的整數(shù)倍，或 N/2對f的余數(shù)最小。特別是多音時，不可能對每個f都是整數(shù)倍，應(yīng)使N/2對每個f的所有余數(shù)盡量偏小。

3 測試及結(jié)論

系統(tǒng)硬件按照圖1所示的結(jié)構(gòu)進行了制作。對產(chǎn)生的輸出信號進行了頻譜測量，雙音和線性調(diào)頻的一個例子分別如圖5、圖6所示。從大量測試的頻譜圖可以得出，雙音信號分辨帶寬達到100 kHz以下，信噪比優(yōu)于40 dB，頻率指標(biāo)均能準確可調(diào)；線性調(diào)頻信噪比優(yōu)于30 dB，帶寬和中心頻率都靈活可調(diào)，滿足使用要求。

本方法實際產(chǎn)生的基帶信號帶寬50 MHz，即圖1中從FPGA到AD9957的并行數(shù)據(jù)刷新率只需大于100 MHz即可(本方法實際為 225 MHz)，數(shù)字上變頻將 50 MHz基帶變到150 MHz～250 MHz的中頻范圍內(nèi)。因此從基帶到中頻，都是數(shù)字過程，完全避免了直接用D/A到中頻的超高速電路的難度，且變頻不需要增加額外的硬件成本。所以存儲器的數(shù)據(jù)復(fù)制配合數(shù)字上變頻技術(shù)在高速信號產(chǎn)生中是一種性價比不錯的選擇。盡管如此，受數(shù)字速度的影響，數(shù)字變頻仍然存在中頻不夠高的不足，但在實用帶寬內(nèi)，不影響它的選用。

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