2～4 GHz波段低噪聲放大器的仿真設(shè)計(jì)

趙玉勝

（電子科技大學(xué) 物理電子學(xué)院，四川 成都 610054）

微波低噪聲放大器作為現(xiàn)代電子通信系統(tǒng)中重要組成器件，對整個(gè)通信接收系統(tǒng)的接收靈敏度和噪聲性能起著決定性作用。隨著半導(dǎo)體技術(shù)和寬帶無線通信系統(tǒng)的發(fā)展，低噪聲放大器向著更低噪聲系數(shù)、更寬工作帶寬和更高輸出功率方向發(fā)展，并逐漸成為設(shè)計(jì)的熱點(diǎn)。因此，研究設(shè)計(jì)出高性能的低噪聲放大器具有十分重要的意義。由于高電子遷移率晶體管具有高頻率、低噪聲、大功率等一系列優(yōu)點(diǎn)，所以用pHEMT制作的多級低噪聲放大器已廣泛應(yīng)用于衛(wèi)星接收系統(tǒng)、電子系統(tǒng)及雷達(dá)系統(tǒng)。

1 器件選擇

本文選擇標(biāo)準(zhǔn)元器件庫中pHEMT晶體管、電阻、電容和微帶線等無源元件作為設(shè)計(jì)的參數(shù)模型進(jìn)行電路設(shè)計(jì)。由于電路增益要求大于20 dB，單級pHEMT功率增益在10 dB左右，考慮到工作頻率很高，如匹配不當(dāng)會(huì)造成級間損耗比較嚴(yán)重，所以采用二級放大。由于寬帶設(shè)計(jì)，所以重點(diǎn)對這一頻段的電路結(jié)構(gòu)和參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)和優(yōu)化。

寬帶放大器的實(shí)現(xiàn)方案有多種，如反饋式、分布式、有耗匹配式、平衡式以及近年來出現(xiàn)的級聯(lián)分布式（CSSDA）寬帶放大器等[1]。各種方案有不同的優(yōu)缺點(diǎn)及其應(yīng)用場合，因?yàn)榉从|同時(shí)獲得較寬工作帶寬和較好的輸入輸出駐波比，所以饋式寬帶放大器應(yīng)用較多。但是對于低噪聲放大器的設(shè)計(jì)而言，阻性反饋網(wǎng)絡(luò)的引入會(huì)使噪聲系數(shù)惡化。由于級聯(lián)系統(tǒng)的噪聲系數(shù)主要由第一級放大鏈路決定，后級的噪聲系數(shù)對系統(tǒng)的噪聲性能影響相對較小?？紤]到低噪聲的設(shè)計(jì)，設(shè)計(jì)的兩級級聯(lián)放大器中第一級按照最小噪聲系數(shù)的原則進(jìn)行設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)拓展低噪聲放大器的工作頻帶；第二級中引入漏極到柵極的負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)，從而使得在整個(gè)工作頻段內(nèi)增益較平坦[2－4]。

式（2）是二端口放大器的噪聲系數(shù)的表達(dá)式，其中YS=GS+jBS表示呈現(xiàn)在晶體管處的源導(dǎo)納，Yopt表示得出最小噪聲系數(shù)的最佳源導(dǎo)納，NFmin表示當(dāng)YS=Yopt時(shí)獲得的晶體管的最小噪聲系數(shù)，RN表示晶體管的等效噪聲電阻，GS表示源導(dǎo)納的實(shí)部。由式（2）可知，若選擇具有較小的RN值的晶體管，在Ys≠Yopt的條件下，電路整體能夠獲得相對較小的噪聲系數(shù)。ATF－54143在VDS=3 V，IDS=40 mA的偏置狀態(tài)下，其在2～4GHz的頻率范圍內(nèi)，可獲得較低的噪聲系數(shù)和輸入駐波比。

另外考慮到本設(shè)計(jì)放大器的增益指標(biāo)要求達(dá)到20 dB，所以電路要采用兩級放大器來實(shí)現(xiàn)。

2 直流偏置以及電路設(shè)計(jì)

放大器的直流偏置網(wǎng)絡(luò)決定了晶體管的工作狀態(tài)，而且對匹配電路的結(jié)構(gòu)有很大影響，需要在電路設(shè)計(jì)之初就認(rèn)真考慮。對pHEMT放大器，一種比較常見的偏置方法是：給pHEMT漏級加一個(gè)正電壓，即采取單電源供電方式。本文采用的是圖1所示自偏置結(jié)構(gòu)，柵極通過微帶線接地，源極接電阻R以獲得高于柵極的電位。該結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)是采用單電源供電，使電路在使用中更為簡便。電路要求電源電壓為3.6 V，通過適當(dāng)選擇源極電阻R，令源極電位為0.6 V左右。

圖1 ATF－54143網(wǎng)絡(luò)偏置電路Fig.1 Networks passive Biasing of ATF－5414

根據(jù)噪聲理論，放大器的噪聲系數(shù)主要由第一級放大器的噪聲系數(shù)決定，設(shè)計(jì)第一級放大器的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)通常采用最小噪聲系數(shù)原則。在設(shè)計(jì)在級間匹配網(wǎng)絡(luò)時(shí)，要使前級輸入阻抗與后級輸出阻抗匹配，同時(shí)后級晶體管獲得較大的增益和較低的噪聲系數(shù)。綜合考慮為了獲得較好匹配，通常采用多節(jié)微帶線匹配。輸出匹配電路設(shè)計(jì)主要考慮增益和駐波比，把微波管復(fù)數(shù)輸出阻抗匹配到負(fù)載實(shí)數(shù)阻抗。優(yōu)化設(shè)計(jì)根據(jù)此理論，可以實(shí)現(xiàn)很小的噪聲系數(shù)同時(shí)兼顧增益。

為了適當(dāng)改善放大器增益平坦度，在晶體管柵源之間采用負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)，一般負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)為柵源之間的電感、電阻、電容串聯(lián)網(wǎng)絡(luò)[3－8]。其中反饋電感的作用是對低頻率段信號(hào)進(jìn)行負(fù)反饋而對較高頻率段信號(hào)影響較小，通過在反饋支路中串接電感，高頻時(shí)反饋支路阻抗增大，反饋量減少，低頻時(shí)反饋支路阻抗小，反饋量較大。這樣可以拓寬頻帶和改善增益平坦度。負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)電路圖如圖2所示。

3 整體電路以及仿真結(jié)果

圖2 負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)電路圖Fig.2 Scheme circuit of the negative feedbac

整體電路的優(yōu)化仍然采用ADS微波設(shè)計(jì)軟件進(jìn)行。在對電路進(jìn)行仿真時(shí)，應(yīng)選取廠家提供的模型，這樣才能獲得和實(shí)際電路最接近的仿真結(jié)果。整體電路優(yōu)化后的增益如圖3所示。電路LAN的增益達(dá)到20.5 dB。噪聲系數(shù)如圖4所示，在2～4 GHz頻段噪聲系數(shù)小于1.1 dB。噪聲系數(shù)在高頻段惡化的主要原因在于器件寄生的噪聲性能會(huì)隨著頻率升高而逐漸惡化。因此，在電路設(shè)計(jì)時(shí)，需要在各方面與噪聲進(jìn)行折中，取得最優(yōu)結(jié)果。輸出駐波比如圖5所示，輸出駐波比為1.8，很好地滿足了設(shè)計(jì)要求。

圖3 整體LAN優(yōu)化后點(diǎn)的增益Fig.3 Gain of the whole LAN

圖4 整體LAN優(yōu)化后的噪聲系數(shù)Fig.4 NF of the whole LAN

圖5 LAN的輸出駐波比Fig.5 Output VSWR of LAN

4 結(jié) 論

通過分析，得到了適用于低噪聲放大器的pHEMT選擇的基本原則。電路采用二級級聯(lián)結(jié)構(gòu)，利用微帶電路實(shí)現(xiàn)匹配，并運(yùn)用EDA軟件對電路進(jìn)行優(yōu)化。最后仿真結(jié)果顯示，該電路在2～4 GHz頻段內(nèi)，可達(dá)到20 dB以上增益；噪聲系數(shù)小于1.2 dB。該電路滿足接收前端對LNA提出的要求，具有廣闊應(yīng)用前景。

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