基于直流側(cè)型PET工作模式的研究

徐 杰

（安徽工程大學(xué)電氣工程學(xué)院，安徽 蕪湖 241000）

在AC-DC-AC變換中[1]，常采用PWM方式進(jìn)行調(diào)制控制[3-7]。為了逆變電源輸出電壓中諧波盡可能消除，一般在三相整流橋后并聯(lián)了一個(gè)大的電解直流濾波電容，它的存在不僅影響了系統(tǒng)的響應(yīng)速度、增大了系統(tǒng)的體積、降低了系統(tǒng)的可靠性且增加了系統(tǒng)的成本[2，14]。此直流電容除了濾除直流電壓的紋波外，與負(fù)載的大小無關(guān)[2]。本文分析了基于AC-DC-AC型電力電子變壓器的工作模式，因?yàn)樵?、副邊包含了整流、直流電容、逆變、變壓器藕合、整流、直流大電容、逆變等環(huán)節(jié)，使得工作方式較為復(fù)雜，對該P(yáng)ET主電路拓樸結(jié)構(gòu)分析，對利于進(jìn)一步研究的工作基礎(chǔ)，對于具有直流側(cè)PET直流側(cè)電容的模式分析奠定了基礎(chǔ)。

1 工作模式分析

下面詳細(xì)分析電路在感性負(fù)載的狀態(tài)下，其開關(guān)器件的工作規(guī)律，通過電路中電流的流通狀況，確定主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)工作的狀況[2]。在此分析中如圖1所示，三相PWM逆變、整流橋臂的控制信號[2]，由三角載波和調(diào)制波相比較給出，每個(gè)橋臂上下兩個(gè)開關(guān)管觸發(fā)脈沖時(shí)間互補(bǔ)。本文將主電路形式簡化為如圖2的電路結(jié)構(gòu)。

圖1 三相逆變器電源主要電壓、電流波形

下面分析基于AC-DC-AC主拓?fù)潆娐吩诟行载?fù)載下其開關(guān)器件工作規(guī)律，分析電路中電流的流通狀況，確定三相整流側(cè)、單相逆變器的輸出電壓。

對于三相 PWM 的 VSR開關(guān)模式對應(yīng)的電流回路，不同的網(wǎng)側(cè)電流瞬時(shí)方向?qū)?yīng)不同的電流回路[8]。給出了三相網(wǎng)側(cè)電流ia＞0、ib＜0、ic＞0時(shí)PWM控制對應(yīng) 8種模式的電流回路[8]。下面以原邊整流側(cè)的變化為基準(zhǔn)分析此PET工作方式。

圖2 AC-DC-AC型PET主電路

模式1：0～t1時(shí)間段內(nèi)，開關(guān)管T01的控制信號為高電壓平，如圖可知此時(shí)A相電流為負(fù)值，在開關(guān)管內(nèi)T01沒有電流流過，A相的電流通過續(xù)流二極管D01，同時(shí)開關(guān)管T06中的電流為負(fù)，所以也通過續(xù)流二極管、T04的控制信號是高電平，此時(shí)C相電流為正值，通過直流側(cè)電容的電流有充放電，該脈動相對于產(chǎn)生的直流側(cè)電壓幅值較小，上此處近似為直流側(cè)電容輸出電壓穩(wěn)定在 3000V，根據(jù)本文的參考向量的方向，通過原邊的逆變器 PWM控制使T11、T12處于高電平，使得通過高頻藕合到副邊的電流方向相一致，副邊的分析同原邊相近，副邊整流器與原邊的逆變器有同步的PWM控制，使得副邊的電流保持與原邊電流同相，可知與原邊逆變器同步PWM控制的整流器，使T31、T32處于高電平，此處副邊逆變采用 ia＜0，ib＞0，ic＞0 工頻電壓，通過SVPWM控制使得D31、D36、D32續(xù)流二極管導(dǎo)通。

模式2：t1～ t2時(shí)間段內(nèi)，開關(guān)管T01的控制信號為低電壓平，如圖可知此時(shí)A相電流為負(fù)值，T04的控制信號是高電平，此時(shí)C相電流為正值，由圖1知T05處于高電平，根據(jù)本文的參考向量的方向，通過原邊的逆變器PWM控制使T11、T12處于高電平，使得通過高頻藕合到副邊的電流方向相一致，副邊的分析同原邊相近，副邊整流器與原邊的逆變器有同步的 PWM控制，使得副邊的電流保持與原邊電流同相，可知與原邊逆變器同步PWM控制的整流器，使T31、T32處于高電平，此處副邊逆變器采用ia＜0，ib＞0，ic＞0工頻電壓，通過SVPWM控制使D31、D36、D32續(xù)流二極管導(dǎo)通。

同理，在 t2～t3時(shí)間段內(nèi)分析過程相同，進(jìn)一步可以分析出在通過改變調(diào)制波波形對開關(guān)的控制，找出各自開關(guān)狀態(tài)下的不同模式，對于模式（7）、（8）不是有效工作模式，可知原邊整流側(cè)為6種工作模式，對于原邊逆變側(cè)有兩種工作模式，副邊整流側(cè)工作模式有兩種，副邊逆變側(cè)有6種工作模式。

在原邊對于副邊同一種工作模式原邊逆變器采用不同的開關(guān)控制方法，為使得原副邊的電流方向流向一致，由圖4可以看出為了保持原邊電流的流向控制使原來控制T11、T12處于高電平的信號，處于低電平、控制D13、D14觸發(fā)導(dǎo)通。整個(gè)工作模式中的電流流向沒有改變。

如圖5所示，為保持與原邊電流藕合流向一致，使原來控制T21、T22處于高電平的信號，處于低電平、使控制D23、D24觸發(fā)導(dǎo)通。整個(gè)工作模式中的電流流向沒有改變。對于電流流向的判斷可根據(jù)基爾霍夫電流定律判斷。

圖3 基于AC-DC-AC型電力電子變壓器PWM

不同開關(guān)模式時(shí)的電流回路（1）－（8）種模式

圖4 原邊逆變側(cè)模式分析圖

圖5 副邊整流側(cè)模式分析圖

由上面分析可知，基于AC-DC-AC型電力電子變壓器的工作模式中存在三相整流、單相逆變、單相整流、三相逆變電路工作模式，根據(jù)對不同的輸入電流而對應(yīng)不同的工作模式。對于同一種原邊三相整流器，對于同一輸入網(wǎng)側(cè)電流，對應(yīng)2× 8種工作模式，其中原邊單相逆變、副邊單相整流采同同步PWM脈沖工作方式，為兩種；副邊逆變?nèi)噍敵龉ぷ鞣绞綖?種。原邊所入為 6種網(wǎng)側(cè)電流狀態(tài)，即ia＞0, ib＜0,ic＜0、ia＞0, ib＜0,ic＞0、ia＜0, ib＞,0ic＞0、ia＜0 ,ib＜0,ic＞0、ia＜0 ,ib＞0,ic＜0、ia＞0, ib＜0,ic＜0?；贏C-DC-AC型電力電子變壓器的工作模式共存在6×2×2×6種工作模式，即有效模式。通過通路分析，在對稱主電路拓樸對稱的情況下，工作模式成對稱狀分布。

在感性負(fù)載的情況下PET輸出電壓的大小與直流側(cè)電壓的大小有關(guān)，通過直流側(cè)電容對PET輸出電壓的影響，直流側(cè)電容的電壓穩(wěn)定是影響PET的輸出電壓。

2 仿真實(shí)驗(yàn)分析

應(yīng)用 Matlab/Simulink環(huán)境下建立整個(gè) PET系統(tǒng)，進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，主要仿真參數(shù)如下：電網(wǎng)輸入三相對稱電源電壓峰值 em=1414V、電網(wǎng)側(cè)頻率f=50Hz 、原邊直流電容 C1=4700μF、變壓器原副邊的比值3500V∶800V、輸出濾波電感2.15mH、輸出濾波電容 C=4700μF ，此處負(fù)載參數(shù)設(shè)置：負(fù)載為三相對稱感性負(fù)載，額定頻率 fn=50Hz ，額定線電壓為380V，其中有功功率 P=(50e 3 )W 。

圖6 電容電壓值的波形圖

在不同算法中原幅邊 C取值對電源側(cè)功率因數(shù)、負(fù)載側(cè)的輸出特性的影響。分析如下：原邊電容值從4700e-6取至負(fù)邊電容為5000e-6。

由上圖6（a）、（b）所示可以看出原邊和副邊直流側(cè)電容的電壓值分別穩(wěn)定在 3000V、800V，說明在整流器和逆變器處的直流電容值在充放電過程中，對于整體的電力電子變壓器而言基穩(wěn)定，對于原邊電網(wǎng)側(cè)和負(fù)載的輸出影響小，對于該電力電子變壓器而言具有較好的性能。通過上面分析，可知 PET主拓?fù)潆娐分兄绷鱾?cè)的電容影響PET的電壓輸出。

3 結(jié)論

本文詳細(xì)的分析了基于AC-DC-AC型電力電子變壓器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的在感性負(fù)載下的的各種工作方式，得出該電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，符合有效的工作模式的特點(diǎn)，為提出基于原副邊的雙PWM控制的新型算法控制奠定了基礎(chǔ)。分析了三相逆變電源在感性負(fù)載下的各種工作方式得出PET輸出電壓與直流側(cè)電壓的大小有關(guān)，PET主拓?fù)潆娐分兄绷鱾?cè)電容影響 PET的電壓輸出，為進(jìn)一步具有直流側(cè)型PET的研究奠定了基礎(chǔ)。

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