脈沖抽樣法測量低頻相位差

王丹琦，黃根春，劉 文

（1.新疆師范大學(xué) 物理與電子工程學(xué)院，新疆 烏魯木齊 830054；2.武漢大學(xué) 電信學(xué)院，湖北 武漢 430079；3.新疆機電職業(yè)技術(shù)學(xué)院 新疆 烏魯木齊 830054）

脈沖抽樣法[1]其基本思路是對被測正弦模擬信號進行跟蹤抽樣測量，利用線性回歸算法演算出該信號的相位信息。本設(shè)計[2-4]側(cè)重于實現(xiàn)低頻相位測量，測量的頻率范圍為100 Hz到10 kHz，以單片機和現(xiàn)場可編程門陣列（FPGA）為核心，通過波形變換，結(jié)合MAX118模數(shù)轉(zhuǎn)換器及其它數(shù)字芯片來完成相位測量，最后通過發(fā)光二極管（LED）顯示結(jié)果。

1 算法分析

抽樣原理如圖1所示，以抽樣脈沖為時間標準，抽樣脈沖重復(fù)頻率為被測信號頻率的偶數(shù)倍，抽樣脈沖以等時間間隔對被測信號進行抽樣測量，將獲得的模擬電壓送至A/D模數(shù)轉(zhuǎn)換器，A/D轉(zhuǎn)換器將數(shù)字信息送至微處理器進行運算處理。

其運算原理[5]如下：由于被測信號的數(shù)學(xué)表達式為u（t）=Asin（ωt+φ）+A0，其中 ω=2πf，稱之為角頻率。A0為直流電平分量。于是觀測量的誤差方程式為：

表達為線性方程的形式為：

圖1 抽樣波形圖Fig.1 Sampling waveform figure

式中，X=Acosφ；Y=Asinφ；φ=arctanY/X

根據(jù)該誤差方程式組成法方程，由于信號周期內(nèi)的抽樣測點數(shù)為偶數(shù)，且測點在信號的整周期內(nèi)均勻分布，則法方程為：

解方程得：

由式（6）可以看出，若求出Y，X后，即可得出所測相位φ的大小。又由式（4）可以看出，只要知道被測信號u（t）的各個點的瞬時值ui，即可以計算出Y及X的值，進而求出被測值φ。

另外，從以上分析也可以看出，對信號進行相對整體性的信息采集時，信號的強度和直流電平不對測相結(jié)果產(chǎn)生確定性的影響，就是說，A，A0的變化均不能使比值Y/X發(fā)生變化，φ和A，A0沒有確定的函數(shù)關(guān)系。所以理論上講，這種測量原理沒有傳統(tǒng)意義的幅相誤差。

2 系統(tǒng)的工作原理分析

相位測量系統(tǒng)的硬件配置如圖2所示。

圖2 系統(tǒng)設(shè)計原理框圖Fig.2 The system design principle diagram

由函數(shù)信號發(fā)生器引入輸入信號，為任一正弦信號，設(shè)其初始頻率為f。輸入信號首先通過移相模塊產(chǎn)生兩路頻率相同但相位不同的正弦信號，其中一路信號為參考信號u1，假設(shè)其表達式為：u1（t）=Asin（ωt），另一路信號為被測信號 u2，假設(shè)其表達式為：u2（t）=Asin（ωt+φ），則此系統(tǒng)最終測得的相位差信號即為φ。

然后將兩路正弦信號經(jīng)過放大后分別送入倍頻和采樣電路模塊。首先參考信號u1，通過放大整形后變成方波信號，然后送入鎖相環(huán)電路進行倍頻，所得的信號頻率為初始頻率的偶數(shù)倍，此時得到一個頻率為2nf（n為整數(shù)）的時鐘信號CLK。同時，被測信號u2通過放大，提升等調(diào)理電路送入A/D采樣器，由CLK作為時鐘信號對其進行采樣。

由于A/D采樣器的采樣率很高，當外部時鐘頻率比較高時，單片機將無法響應(yīng)，不能及時取出采樣后的瞬時信號。因此選用高響應(yīng)速率的FPGA器件進行數(shù)據(jù)采集及數(shù)據(jù)傳遞的工作，最終將采樣到的瞬時值信號送入單片機中進行處理，經(jīng)過運算，最終得到被測信號φ的值，并顯示在LCD上。

3 硬件電路分析

整個硬件電路分成3大模塊，分別是移相電路模塊，倍頻電路模塊，數(shù)據(jù)采集，處理模塊。其中，數(shù)據(jù)采集是整個系統(tǒng)的核心，也是最為復(fù)雜的一部分，數(shù)據(jù)采集完畢，交由單片機進行運算，并控制LED顯示最后結(jié)果。

3.1 移相電路模塊

本系統(tǒng)采用模擬移相[6-7]，即通過R，C組成的低通濾波器實現(xiàn)信號相位的延遲。

如圖3所示，分別由兩路的R，C電路組成超前和滯后網(wǎng)絡(luò)，此電路可以通過調(diào)節(jié)變阻器 RV1實現(xiàn)-45°～45°的相位差，通過對撥碼開關(guān)的調(diào)節(jié)來實現(xiàn)不同的頻率輸入信號。

圖3 移相電路圖Fig.3 Phase shifting circuit figure

3.2 倍頻電路模塊

由圖2系統(tǒng)硬件框圖可以看出，需要對參考信號進行倍頻，以便得到A/D采樣器的時鐘信號。圖4為倍頻電路的框圖。

圖4 倍頻電路原理框圖Fig.4 Times frequency circuit principle diagram

首先，參考信號通過過零比較器LM311方波信號，再送入頻率合成器[8]中進行倍頻，以生成采樣模塊的時鐘信號CLK。本系統(tǒng)的倍頻電路，通過鎖相環(huán)和計數(shù)器來實現(xiàn)。電路后面加一個反相器是為了使倍頻后的脈沖信號更加陡峭。

由圖4可以看出，鎖相環(huán)4046和兩級的計數(shù)器191組成了一個倍頻電路。輸入信號從4046的14管腳接入，一級的74LS191可以實現(xiàn)16倍的倍頻，兩級的74LS191就可以實現(xiàn)倍頻的電路。

調(diào)節(jié)74LS191的的狀態(tài)，即可以改變分頻比的倍數(shù)。

3.3 數(shù)據(jù)采集模塊

數(shù)據(jù)采集模塊是整個硬件系統(tǒng)的核心，是由MAX118模數(shù)轉(zhuǎn)換器[9]和FPGA器件共同來完成的。由于高速的A/D采樣器和單片機速度不匹配，所以采用FPGA[10]來完成采樣的控制以及數(shù)據(jù)存儲工作，最后由單片機完成數(shù)據(jù)的運算，并控制顯示結(jié)果。

圖5 鎖相環(huán)倍頻電路圖Fig.5 Phase-locked loop times frequency circuit figure

圖6 FPGA控制原理圖Fig.6 FPGA control principle diagram

被測信號首先經(jīng)過信號調(diào)理電路，變換成為滿足MAX118輸入條件的模擬信號，MAX118采用MODE0模式，由FPGA來控制采樣的輸出。最后輸出數(shù)據(jù)交由單片機進行抽樣算法計算，并將最后結(jié)果顯示在LED上。

如圖6所示，F(xiàn)PGA的工作過程如下：首先，當FPGA檢測到由過零比較器LM311產(chǎn)生的test信號的上升沿時，計數(shù)器開始對MAX118的INT管腳輸出開始計數(shù)，同時寄存器開始對MAX118的采樣數(shù)據(jù)進行存儲，當系統(tǒng)完成一個周期的M個點的采樣與存儲后，由系統(tǒng)給單片機一個中斷信號，單片機開始從系統(tǒng)讀取數(shù)據(jù)，當取數(shù)結(jié)束后，由單片機給系統(tǒng)一個復(fù)位信號reset，將計數(shù)器清零，清零后，寄存器開始存儲下個周期的M個數(shù)據(jù)，如此循環(huán)下去。最后，將N次采樣的結(jié)果都放入單片機中進行處理運算。

4 測試數(shù)據(jù)分析

當輸入信號的頻率為10 kHz，相位差為30°時，多次測量結(jié)果如表1所示。

表1 測量結(jié)果Tab.1 Measurement results

從上表可以看出，8次測量的結(jié)果不同，其中有3次測量的結(jié)果為31°，這是由測量系統(tǒng)本身引起的誤差，為了濾出這個誤差，可以用軟件進行誤差修正。具體方法為，對N次測量的數(shù)據(jù)進行排序，然后濾掉兩頭的最大值和最小值，只取中間值，然后再做均值運算。

排序后，去掉兩頭兩個最大值和最小值，然后做均值，得出最后結(jié)果為30.5°。影響系統(tǒng)精度的主要因素為一個周期內(nèi)采樣的點數(shù)，采樣點數(shù)越高，系統(tǒng)精度越高。當然，A/D轉(zhuǎn)換器的位數(shù)也影響系統(tǒng)的精度。

5 結(jié)束語

高速A/D轉(zhuǎn)換器的出現(xiàn)，使波形抽樣算法得以實現(xiàn)。從以上分析可以看出，這種測量方法硬件電路簡單，測試數(shù)據(jù)穩(wěn)定，A/D的性能指標直接影響到系統(tǒng)的精度，但是可以通過軟件進行系統(tǒng)誤差修正，以得到更加精確的結(jié)果。

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