寬帶射頻信號背板實現(xiàn)的可行性分析

侯紅英,閆 鴻

(中國西南電子技術研究所,成都 610036)

1 引 言

隨著技術的發(fā)展,電子設備功能的急劇增加導致產(chǎn)品設計向著高度集成化、綜合化方向發(fā)展。但是目前在綜合化電子設備中,由于對信號傳輸?shù)母咝阅芤?幾十兆赫到幾千兆赫的射頻微波信號仍然主要采用各種射頻電纜的傳統(tǒng)互聯(lián)方式,使得機架內(nèi)布設的射頻電纜數(shù)目越來越多,造成產(chǎn)品可靠性降低,對產(chǎn)品的小型化、輕便化、高度集成設計帶來極大的不利影響。如何在保證系統(tǒng)性能指標要求的情況下實現(xiàn)射頻信號互聯(lián)的小型化、集成化設計成為有必要進行研究和探討的重要課題,尤其在數(shù)字、模擬、射頻混合信號傳輸?shù)膽铆h(huán)境下,目前還未在國內(nèi)外的科技期刊中發(fā)現(xiàn)相關報道。本文結合現(xiàn)有的工藝技術和器件水平,對寬帶射頻信號納入多層印制板傳輸?shù)目尚行赃M行了評估和探討。

2 寬帶射頻信號背板的關鍵技術

(1)大尺寸、高機械強度多層射頻背板的基材選擇和加工[1]

為了支持高達吉赫的射頻信號傳輸,需使用微波電路板基材。在微波電路板基材中,主要有改性FR4材料、PPO、PI、PTFE基復合材料。陶瓷類的特殊微波電路板基材通常較軟、較脆,不易于加工為大尺寸、高機械強度的多層板。對于大多數(shù)軍用環(huán)境來講,只有PTFE基復合材料作為首選,因為其具有優(yōu)良的電氣、機械及熱性能,工作在小于300℃的環(huán)境下不會發(fā)生軟化、氧化或其它形式的分解,能夠加工為復雜結構的多層板。微波電路板基材根據(jù)介電常數(shù)主要分為 2.2～3.6、3.6～6.6、6.6～ 9.63個段。較常用的選擇有美國Rogers公司生產(chǎn)的RT/Duxiod系列、TMM系列和RO系列微波基材,主要有玻璃纖維增強型聚四氟乙烯覆銅板、陶瓷粉填充聚四氟乙烯覆銅板和陶瓷粉填充熱固性樹脂覆銅板,雖然價格昂貴,但因其具有優(yōu)異的介電性能和良好的機械性能,具有較大應用優(yōu)勢。另外,美國雅龍公司(Arlon)生產(chǎn)的25N、25FR熱固陶瓷基材,其性能特點類似Rogers RO4000系列熱固陶瓷,可加工為較大面積的多層板。

(2)射頻連接器的選擇

要想將射頻信號納入背板,首先要考慮是否有合適的射頻連接器支持印制板焊接和安裝。射頻連接器通常有單路和集成混裝,絕大多數(shù)產(chǎn)品都建議通過電纜來傳輸射頻信號。因此傳統(tǒng)連接器的改造設計成為關鍵,不僅要適應印制板焊接安裝方式,最重要的是達到需要的信號帶寬。

單路比較常見的有SMA類射頻連接器。根據(jù)手冊,兩端都通過射頻電纜互聯(lián)時最高使用頻率為DC～18 GHz,最佳使用頻段僅為DC～6 GHz。此種SMA射頻連接器若改為以印制板插裝、焊接方式安裝,能夠保證的頻段會大大下降。類SMP系列連接器中的部分產(chǎn)品可采用表貼方式安裝,通過合理的設計能夠滿足頻率帶寬。

此外,集成混裝的射頻連接器廠家通常只提供電纜連接方式的產(chǎn)品。以中航光電的LRM系列連接器為例,截止目前未以量產(chǎn)方式提供可以支持印制板插裝焊接方式的射頻連接器,僅有一款型號為LRM2-A35T7(2B)-B35T7(2B)R-Z＊(＊可取1,3,4)的試驗產(chǎn)品,能夠提供兩路射頻接頭以印制板插裝焊接方式安裝,但與使用電纜射頻的使用頻率DC～18 GHz相比,能夠傳輸?shù)男盘栴l率迅速下降為DC～6 GHz范圍,而且其連接器本身的駐波和插損均有一定程度增加。所以說射頻連接器的選擇是實現(xiàn)射頻背板的難點之一。

(3)復雜電磁環(huán)境下的路間隔離度

大系統(tǒng)的背板不僅需要很多信號層來傳輸數(shù)字、模擬信號,且需要很多平面層來處理電源、地,電磁環(huán)境相當復雜,若再考慮納入射頻信號,復雜電磁環(huán)境下射頻信號之間、數(shù)字信號和射頻信號之間的路間隔離度無疑成為關鍵難點。

(4)寬帶頻段范圍內(nèi)的信號自激的抑制和消除

不僅要考慮信號在本身的工作帶寬范圍內(nèi)傳輸性能良好,而且至少要保守估計信號3～5次諧波的影響。目前除需要傳輸吉赫級的射頻信號外,同時還需要傳輸速率達吉赫級的數(shù)字信號,因此需要考慮約10 GHz帶寬范圍無自激隱患,需要精心評估板卡的電源完整性、信號完整性。

3 寬帶射頻背板的可行性研究

為支持研究工作,設計和加工了一塊試驗用多層微波基材背板。

3.1 微波基材選擇[2,4]

在介電常數(shù)在3.6～6.6范圍內(nèi)的主流產(chǎn)品內(nèi)進行選擇,使用了Rogers公司的Rogers4000系列基材,使用RO4403C的芯板和RO4450B的半固化片,可加工為電氣性能優(yōu)良、機械強度高的較大面積多層板,且不會明顯增加成本。Rogers RO4000系列基材的特性參數(shù)為:在10 GHz條件下,介電常數(shù)為3.17～3.54,損耗因數(shù)為0.004～0.005。

3.2 射頻連接器選擇

本文主要考察2 GHz帶寬范圍內(nèi)的情況,為了便于測試,未選擇集成混裝連接器,所涉及的射頻信號全部采用SMA射頻連接器,以印制板插裝、焊接方式安裝。

3.3 電路、結構優(yōu)化仿真

試驗背板為10層板,尺寸為320 mm×150 mm,板厚為3.5 mm,其中2、4、7、9層為帶狀線信號層,其它均為地平面層。此板卡提供驗證不同情況下射頻信號駐波、插損、線間隔離度的條件,同時提供了驗證數(shù)模隔離度的條件,設計了9組案例。

試驗板實物如圖1所示。

圖1 試驗板實物Fig.1 The photo of test-board

3.3.1 插損和駐波

以S11參數(shù)評估駐波、以S21參數(shù)評估插損,對所有的帶狀線進行了仿真和測試[5-7]。未進行阻抗平滑過渡、安裝孔設計參數(shù)優(yōu)化時,考察其中一組線寬為12 mil、阻抗為50 Ψ的帶狀線,仿真和測試結果顯示在1 GHz頻點插損S21約為2 dB,S11換算為駐波系數(shù)后約為2,駐波和插損在特定情況下是特定的。具體仿真和測試結果如圖2所示。

圖2 S11和S21的測試仿真結果Fig.2 The simulaition and test result of S11and S21

圖2表明駐波和插損都不是非常良好,且插損S21呈現(xiàn)與S11變化呼應的波動?？赏ㄟ^改善SMA接頭處阻抗情況、優(yōu)化線寬來改善插損和駐波曲線的平滑度。在基材和介電特性確定情況下,依賴于策劃出足夠的線寬并保證傳輸鏈路的阻抗平滑、連續(xù)來保證插入損耗和駐波指標。重新策劃層間介質(zhì)厚度、調(diào)整地平面的分布后,實現(xiàn)了線寬為70 mil的50 Ψ阻抗線,并在HFSS中分別對走線與連接器接頭處的過渡、接插件安裝孔的阻抗情況使用參數(shù)化模型進行仿真,找到走線過渡的最佳距離和最佳線寬,以及能夠使連接器安裝孔保證最佳阻抗平滑狀態(tài)的反焊盤尺寸。在HFSS中對SMA連接器安裝孔的結構建立參數(shù)化模型如圖3所示,仿真結果如圖4所示。

圖3 在HFSS中對試驗板建立的仿真模型Fig.3 The simulationmodel of part of test board in HFSS

圖4 優(yōu)化設計參數(shù)后的S11、S21仿真結果Fig.4 The simulation result of S11and S21after parameter optimized

進行仿真和實施設計優(yōu)化后,在1 GHz時S21的仿真結果為0.5 dB,S11曲線根據(jù)反射系數(shù)的公式換算為駐波系數(shù)后約為1.5?？梢?插損和駐波指標可控、可以被優(yōu)化。具體在實施工程應用階段還可以針對不同要求采用分支線等窄帶阻抗匹配方法、不完整地平面等方法,提高眼圖展開程度,有效擴展帶寬。

3.3.2 復雜電磁環(huán)境下的路間隔離度

此試驗板最為重要的是驗證多層板各種不同情況下的帶狀線路間隔離度。主要考察了以下4種情況。

(1)同信號層層、不同間距平行帶狀線對之間的隔離度

設計了同層1倍、2倍、4倍、6倍間距的平行帶狀線對,仿真線對之間的隔離度結果如圖5所示。

圖5 同層1倍、2倍、4倍、6倍間距的平行帶狀線對之間的隔離度仿真結果Fig.5 Isolation simulation result of parallel stripline in the same layer at 1,2,4,6 times distance

圖中最上邊曲線為同層1倍間距條件下的隔離度,僅大于20 dB,距離隔離度目標指標大于60～80 dB有很大差距;其它曲線為間隔2倍及以上間距,仿真結果顯示間距增加隔離度迅速提高,且大于80 dB。

1倍間距條件下的隔離度測試結果如圖6所示,其它間距條件下的隔離度如圖7所示。

圖6 同信號層1倍間距走線之間的隔離度測試結果Fig.6 Isolation simulation result of parallel stripline in the same layer at 1 time distance

圖7 同層2倍及以上間距走線之間的隔離度測試結果Fig.7 Isolation simulation result of parallel stripline in the same layer at 2,4,6 times distance

(2)不同信號層、不同間距平行帶狀線對之間的隔離度

不同信號層1倍、2倍、4倍、6倍間距的平行帶狀線對之間的隔離度仿真結果如圖8所示。

圖8 不同信號層1、2、4、6倍間距平行帶狀線對之間的隔離度仿真結果(大于100 dB)Fig.8 Isolation test result of parallel stripline in different layer at 1,2,4,6 times distance

不同信號層、不同間距平行帶狀線對之間的隔離度測試同圖7。不過只有6倍以上線間距時允許以距離帶狀線2倍以上的間距打隔離地孔,可以保證良好的隔離效果。

(3)不同層、正交帶狀線相互之間的隔離度

所設計的不同層、正交帶狀線,仿真和測試結果顯示隔離度良好,測試結果同圖7,隔離度普遍大于60 dB,這里不再贅述。

(4)數(shù)模之間隔離度

板卡中射頻區(qū)域地平面或電源若與其它地、電源平面有空間重疊,形成數(shù)模干擾途徑,未嚴格分區(qū)和嚴格分區(qū)時數(shù)字、射頻之間的隔離度明顯很低;一旦對各自的地(包括電源)平面實行非常嚴格的分隔處理后,仿真結果顯示隔離度良好,高于60 dB,限于篇幅,不再給出仿真曲線。

另外,為了驗證在有金屬襯底或金屬屏蔽機箱的情況下板卡中各種信號之間的隔離度,搭建了測試環(huán)境。測試結果表明相對于獨立單板,將單板的地接觸金屬襯底或將單板完全置于金屬屏蔽機箱內(nèi)時,隔離度從平均值60 dB下降為平均值為50 dB,惡化了大約10 dB。

3.3.3 寬帶范圍內(nèi)諧振和自激的抑制

系統(tǒng)的背板通常傳輸眾多各種工作頻率的信號,板卡本身的諧振會引發(fā)信號自激。但為保持整潔、美觀,設計背板時通常不放置去耦電容或僅放置少量電容。為評估分立電容或埋容去耦和消除諧振的效果,可通過Ansys公司的SIWave軟件仿真先找出諧振區(qū)域,再通過阻抗參數(shù)曲線評估是否還存在阻抗突變頻點,達到消除諧振、改善平面層阻抗的目的,保證寬帶射頻背板的電源完整性和信號完整性。

4 結束語

根據(jù)以上的分析和研究結果總結出,選擇可行的基板介質(zhì)和射頻連接器并進行電路優(yōu)化后,能夠利用現(xiàn)有的基材和加工工藝實現(xiàn)至少1 GHz頻率的多層射頻信號背板,保守估計能夠達到的插入損耗約為0.5 dB,駐波系數(shù)約1.5,隔離度約60 dB,對于集成化系統(tǒng)機箱內(nèi)部的頻率基準分發(fā)、多通道中頻傳輸?shù)葢?具有極大的應用參考價值?，F(xiàn)正在與射頻連接器加工設計廠商合作,研制可用于更高頻率的盲插集成混裝射頻連接器,爭取通過改進,適當采用窄帶等匹配方法[8],使得射頻多層背板互聯(lián)結構可應用于更高頻率和更多環(huán)境。

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