高速寬帶通信信號(hào)測(cè)向處理模塊的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

巢捷頻

(中國(guó)西南電子技術(shù)研究所,成都 610036)

1 引 言

電子偵察是現(xiàn)代戰(zhàn)場(chǎng)偵察的一種重要手段,對(duì)輻射源目標(biāo)的測(cè)向更是電子偵察的核心內(nèi)容之一。隨著各類通信裝備的快速發(fā)展,電磁環(huán)境日趨復(fù)雜,對(duì)電子偵察裝備的測(cè)向性能要求也越來(lái)越高。目前測(cè)向系統(tǒng)的帶寬從十幾兆赫量級(jí)往幾十兆赫發(fā)展。同時(shí),為了滿足1000 hop/s的跳頻信號(hào)處理的要求,測(cè)向速度要求也提高到百微秒量級(jí)。某測(cè)向系統(tǒng)中,由于平臺(tái)的要求,結(jié)構(gòu)非常緊湊,要求在有限的硬件資源條件下實(shí)現(xiàn)對(duì)通信信號(hào)60 MHz帶寬內(nèi)、分辨率在12.5 KHz的準(zhǔn)實(shí)時(shí)快速測(cè)向,對(duì)測(cè)向的信號(hào)處理提出了很高的要求,信號(hào)處理模塊的研制需要從高性能硬件設(shè)計(jì)、合理的流程設(shè)計(jì)、對(duì)算法進(jìn)行優(yōu)化幾個(gè)方面來(lái)解決問(wèn)題。

2 測(cè)向處理的性能需求

某偵察測(cè)向系統(tǒng)中,測(cè)向處理部分需要達(dá)到以下主要指標(biāo):

(1)瞬時(shí)帶寬:60 MHz/2 MHz可選擇;

(2)中頻頻率:140 MHz;

(3)頻率分辨率:小于12.5 KHz;

(4)單信號(hào)測(cè)向處理時(shí)間:小于300μs;

(5)中頻輸入數(shù)量:5路;

(6)儀表測(cè)向精度:優(yōu)于1°;

(7)具備跳頻分析功能;

(8)尺寸:占用6U CPCI一個(gè)插槽。

從指標(biāo)看,測(cè)向處理部分由1個(gè)處理模塊實(shí)現(xiàn),模塊性能要求很高,首先需要處理的帶寬(60 MHz)較大,其次需要很短的處理時(shí)間(300μs)且有限的硬件資源(1個(gè)CPCI插槽)。高帶寬必然帶來(lái)高的采樣率,而高采樣率引起的大數(shù)據(jù)量運(yùn)算又與很短的處理時(shí)間和有限的硬件資源是相互矛盾的。此外,測(cè)向處理模塊還兼顧跳頻信號(hào)分選功能,測(cè)向處理能夠利用的硬件資源受到進(jìn)一步限制,使得測(cè)向模塊的研制面臨挑戰(zhàn)。

3 偵察測(cè)向的總體設(shè)計(jì)

偵察測(cè)向從體制上來(lái)說(shuō)有干涉儀測(cè)向、空間譜測(cè)向、比幅測(cè)向、波束合成測(cè)向等多種方法,其中干涉儀測(cè)向是一種傳統(tǒng)的也是應(yīng)用非常廣泛的體制。干涉儀測(cè)向分為傳統(tǒng)干涉儀和相關(guān)干涉儀兩種體制。

傳統(tǒng)干涉儀是建立在天線陣元獲取入射波電場(chǎng)相位分布基礎(chǔ)上的,當(dāng)入射電波是平面波時(shí),天線陣元相對(duì)位置就決定了各通道信號(hào)的相位分布。對(duì)各通道的相位進(jìn)行測(cè)量,結(jié)合天線陣的幾何構(gòu)型,就可以推算出來(lái)波方向。但由于天線陣元間互耦、天線支架或天線陣載體等的影響、天線陣元本身的不一致性,往往會(huì)導(dǎo)致波陣面發(fā)生畸變,使入射波相位和幅度分布產(chǎn)生失真,最終造成測(cè)向結(jié)果誤差偏大甚至錯(cuò)誤。要降低或完全消除這些畸變和失真,工程上往往代價(jià)很大,很難做到。

相關(guān)干涉儀也是使用各天線陣元間的相位差來(lái)測(cè)向,與傳統(tǒng)干涉儀相比區(qū)別在于計(jì)算出來(lái)的相位差并不直接用來(lái)推算來(lái)波方位,而是與預(yù)先準(zhǔn)備好的相位差庫(kù)進(jìn)行相關(guān)比較。相位差庫(kù)存儲(chǔ)了不同頻率、不同來(lái)波方向時(shí)各通道間的相位差數(shù)據(jù)。通過(guò)相關(guān)比較,找與相位差庫(kù)中相關(guān)性最高的數(shù)據(jù),該數(shù)據(jù)對(duì)應(yīng)的來(lái)波方向就是測(cè)向結(jié)果。相關(guān)干涉儀體制具有高精度、高靈敏度和高抗擾度等突出優(yōu)點(diǎn),是工程上應(yīng)用最廣的一種測(cè)向體制[1]。

如圖1如所示,某相關(guān)干涉儀測(cè)向系統(tǒng)由天線陣、開(kāi)關(guān)、多通道接收機(jī)、標(biāo)校源、測(cè)向處理機(jī)以及顯控部分組成。

圖1 測(cè)向系統(tǒng)功能框圖Fig.1 Block diagram of direction finding system

測(cè)向處理模塊的功能是對(duì)接收機(jī)輸出的多路中頻信號(hào)進(jìn)行模數(shù)變換,得到數(shù)字信號(hào)后進(jìn)行下變頻、正交變化、濾波、預(yù)處理,再進(jìn)行各通道的頻譜計(jì)算,對(duì)結(jié)構(gòu)進(jìn)行信號(hào)檢測(cè),然后進(jìn)行信號(hào)相位差的計(jì)算,通過(guò)與相位差庫(kù)進(jìn)行相關(guān)比較,最后得到信號(hào)來(lái)波方位。

測(cè)向處理模塊在測(cè)向系統(tǒng)中需完成從模數(shù)變換到測(cè)向結(jié)果計(jì)算的所有功能,是影響整個(gè)系統(tǒng)測(cè)向處理速度的關(guān)鍵之處。

4 測(cè)向處理模塊的具體實(shí)現(xiàn)

4.1 硬件設(shè)計(jì)

信號(hào)處理模塊的硬件設(shè)計(jì)如圖2和圖3所示,處理模塊由多路AD采集電路、FPGA/DSP及其外圍電路、電源電路和接口電路等組成,運(yùn)算與控制的核心由兩塊TI公司的TMS6414 DSP處理器、兩塊Xinlix公司的V5SX95T FPAG構(gòu)成。TMS6414為定點(diǎn)處理DSP,運(yùn)算能力可達(dá)8000 MIPS,具備豐富的接口,用作數(shù)據(jù)管理和基本的運(yùn)算完全可以勝任。V5SX95T是目前應(yīng)用廣泛的主流信號(hào)處理FPGA,具備豐富的硬件乘加器和存儲(chǔ)器資源,同時(shí)國(guó)內(nèi)供貨穩(wěn)定,價(jià)格適中。

FPGA相對(duì)DSP處理能力要高得多,但算法編程實(shí)現(xiàn)相對(duì)困難。為了提高運(yùn)算速度,硬件模塊中測(cè)向部分使用一塊DSP和兩塊FPGA來(lái)進(jìn)行。

圖2 電路原理框圖Fig.2 Schematic diagram of circuit

圖3 測(cè)向處理模塊硬件圖片F(xiàn)ig.3 Signal processing module

4.2 采樣率的設(shè)計(jì)

輸入的中頻信號(hào)中心頻率 f0為140MHz,帶寬B為60 MHz或2 MHz。為降低后端處理運(yùn)算量,適合采用欠采樣的方法。中頻輸入有兩種帶寬,先對(duì)要求更高的60MHz帶寬進(jìn)行采樣率設(shè)計(jì)。

根據(jù)帶通采樣定理[2]:

式中,fs為采樣率,fh=f0+B/2=170 MHz,fl=f0-B/2=110 MHz。

根據(jù)公式計(jì)算,60 MHz帶寬情況下,170 MHz≤fs≤220 MHz。在采樣后的數(shù)據(jù)預(yù)處理中,需要對(duì)信號(hào)進(jìn)行數(shù)字下變頻及正交變換。下變頻的基本原理如圖4所示[3]。

圖4 下變頻器框圖Fig.4 Block diagram of DDC

由圖4可以看出,下變頻的混頻部分由DDS和兩個(gè)乘法器組成的混頻器以及后續(xù)的低通濾波器組成。此部分運(yùn)算電路運(yùn)行頻率與采樣率一致,屬于整個(gè)處理流程運(yùn)算速度要求最高的地方。如果選取下變頻值 ω0=fs/4(即歸一化頻率 Ψ0=π/2),則DDS輸出為[010-1]這樣的序列,與輸入信號(hào)相乘相當(dāng)于簡(jiǎn)單符號(hào)變換、抽取和插零處理,可以大大減輕運(yùn)算量,如圖5所示。

圖5 簡(jiǎn)化后的下變頻器框圖Fig.5 Block diagram of modified DDC

中頻帶寬有 2 MHz和 60 MHz兩種,確定了60 MHz帶寬下的大致采樣率后,再對(duì)2MHz帶寬的采樣率進(jìn)行設(shè)計(jì)。由于2 MHz帶寬比60MHz低得多,故其采樣率可以使用60MHz帶寬采樣率的整數(shù)分頻,從而降低硬件設(shè)計(jì)難度,即(N為自然數(shù))。這樣工程中可以直接對(duì)采樣率為 fs的AD采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行N倍抽取,等效于的采樣。同時(shí),應(yīng)用帶通采樣定理,對(duì)進(jìn)行推算,最后得出的采樣率 fs=187.2MHz,這樣的采樣頻率設(shè)計(jì)可以同時(shí)滿足60 MHz、2MHz的帶通采樣需求,且可以應(yīng)用簡(jiǎn)化的下變頻結(jié)構(gòu)。

4.3 處理算法的實(shí)現(xiàn)

根據(jù)圖1,測(cè)向處理算法需要完成各路信號(hào)的預(yù)處理、頻譜計(jì)算、信號(hào)搜索、相位計(jì)算、相位差庫(kù)相關(guān)運(yùn)算等,為保證處理速度,除跳頻信號(hào)分選外,主要的運(yùn)算都在FPGA內(nèi)進(jìn)行。測(cè)向處理中,主要算法分為預(yù)處理部分、頻率描述字(FDW)計(jì)算部分、方向計(jì)算部分,如圖6所示。

圖6 測(cè)向處理流程框圖Fig.6 Flow chart of signal processing

AD采樣后首先進(jìn)行的是下變頻的處理。4.2節(jié)闡述了簡(jiǎn)化的下變頻中的混頻器,減少了運(yùn)算量。除此之外,下變頻的另外一個(gè)組成部分低通濾波器,也可以通過(guò)優(yōu)化設(shè)計(jì)減少運(yùn)行量。在本應(yīng)用中,選取了2倍抽取半帶濾波器,這種濾波器的特點(diǎn)是通帶和阻帶寬度相同,且比一般的2倍抽取FIR濾波器減少一半的運(yùn)算量,非常適合在這里使用。但應(yīng)用中應(yīng)注意其過(guò)渡帶的寬度,需要保證信號(hào)在抽取后不能混迭。針對(duì)本方案,半帶濾波器的頻率響應(yīng)仿真如圖7所示。其中采樣率為187.2 MHz,通帶為30MHz,濾波器為24階[4,5]。

圖7 半帶濾波器的頻率響應(yīng)Fig.7 Frequency response of half-band filter

完成預(yù)處理后,對(duì)數(shù)據(jù)分幀,進(jìn)行后續(xù)運(yùn)算,幀長(zhǎng)度即為FFT運(yùn)算點(diǎn)數(shù),FFT使用流水線運(yùn)算結(jié)構(gòu)。FFT運(yùn)算產(chǎn)生的頻譜數(shù)據(jù)為復(fù)數(shù),對(duì)其利用CORDIC算法進(jìn)行反正切運(yùn)算,就可以得到各頻率分量對(duì)應(yīng)的相位。結(jié)合利用幅度信息完成的信號(hào)檢測(cè)結(jié)果,對(duì)每個(gè)信號(hào)都形成頻率描述字(FDW)。FDW包含了信號(hào)頻率值、時(shí)標(biāo)和各通道的相位信息。FDW計(jì)算中,采樣率為fs,FFT點(diǎn)數(shù)為N,頻率分辨率為R。由頻率分辨率公式

通過(guò)預(yù)處理后 fs=93.6 MHz,要達(dá)到12.5 kHz以上的分辨率精度,N=8192。

方位計(jì)算部分接收到FDW后,進(jìn)行相位校正和與方位庫(kù)內(nèi)的相位差數(shù)據(jù)進(jìn)行相關(guān)比較,最后得到來(lái)波方位。

為得到更高的處理速度,預(yù)處理和FDW計(jì)算部分采用了流水線形式,對(duì)信號(hào)進(jìn)行全實(shí)時(shí)的運(yùn)算,僅會(huì)由于流水線長(zhǎng)度帶來(lái)一定輸入輸出的時(shí)延。因?yàn)樵趥刹爝^(guò)程中信號(hào)數(shù)量的不確定性,方位計(jì)算部分沒(méi)有采取完全的流水線結(jié)構(gòu),采用時(shí)分復(fù)用的方法,讓各個(gè)信號(hào)的方位計(jì)算分時(shí)在同一電路里進(jìn)行,這樣的設(shè)計(jì)能夠?qū)崿F(xiàn)在現(xiàn)有資源情況下得到優(yōu)化的性能。

5 測(cè)向速度分析

從上節(jié)所述的處理過(guò)程可知,整個(gè)流程分為預(yù)處理部分、FDW計(jì)算部分、方向計(jì)算部分。預(yù)處理部分為完全基于單個(gè)數(shù)據(jù)的實(shí)時(shí)運(yùn)算,這樣的運(yùn)算會(huì)帶來(lái)延遲,但非常小,可以忽略不計(jì)。FDW計(jì)算部分也是實(shí)時(shí)進(jìn)行,但計(jì)算是基于數(shù)據(jù)幀的,從數(shù)據(jù)輸入到輸出,延遲包括數(shù)據(jù)組幀的實(shí)際和計(jì)算時(shí)間。最后的方位計(jì)算是基于單個(gè)數(shù)據(jù)運(yùn)算,運(yùn)算時(shí)間可以理解為輸入輸出延遲。

設(shè)測(cè)向處理總延遲時(shí)間為T,則:

式中,ts為信號(hào)組幀時(shí)間,tfft為頻譜計(jì)算時(shí)間,ta為相位計(jì)算時(shí)間,tc為相關(guān)運(yùn)算、求解方位的時(shí)間,n為過(guò)門限的信號(hào)個(gè)數(shù)。這里分析假定被偵察信號(hào)是一直存在的,不考慮信號(hào)突發(fā)造成信號(hào)漏檢帶來(lái)的額外時(shí)間開(kāi)銷。在FPGA中,相位計(jì)算與預(yù)處理部分類似,為基于單個(gè)數(shù)據(jù)的流水線形式,所以數(shù)據(jù)延遲ta很小,可忽略不計(jì)。

采樣率187.2MHz的實(shí)信號(hào)進(jìn)入預(yù)處理部分后,被2倍抽取,采樣率變?yōu)?3.6MHz。系統(tǒng)需要高于12.5 kHz的頻譜分辨率,根據(jù)頻譜分辨率計(jì)算公式(1),N取8192時(shí),分辨率 R=11.4 kHz,滿足要求。

按照93.6MHz的采樣率和8192點(diǎn)的數(shù)據(jù)量計(jì)算,ts=87.5 μs。在型號(hào)為XC5VSX95T的FPGA 實(shí)現(xiàn)N點(diǎn)的流水線型FFT運(yùn)算,tfft1=87.5 μs,tfft2=131 μs,其中 tfft1為FFT運(yùn)算模塊從開(kāi)賽計(jì)算到輸出第一個(gè)頻譜計(jì)算結(jié)果所需的延遲,tfft2為所有數(shù)據(jù)輸出所需延遲。方位計(jì)算時(shí)間 tc=2.5 μs。所以實(shí)際上,測(cè)向處理總延遲是一個(gè)變量,與信號(hào)個(gè)數(shù)和信號(hào)頻率有關(guān)系。對(duì)于單信號(hào)來(lái)說(shuō),測(cè)向處理177.5 μs≤T≤265 μs。假設(shè)有200個(gè)頻率點(diǎn)需要測(cè)向,則延遲675 μs≤T ≤762.5 μs。

6 結(jié)束語(yǔ)

按照上述方法,進(jìn)行合理的采樣率選擇,對(duì)處理算法和流程進(jìn)行優(yōu)化,把主要運(yùn)算放在FPGA中進(jìn)行,可以解決測(cè)向處理模塊在頻率分辨率、處理速度和硬件資源之間的矛盾。目前,該模塊已經(jīng)完成研制,并通過(guò)了系統(tǒng)級(jí)的驗(yàn)收測(cè)試,實(shí)測(cè)頻率分辨率、測(cè)向速度等關(guān)鍵指標(biāo)都滿足設(shè)計(jì)要求。其中頻譜計(jì)算部分還設(shè)計(jì)了分辨率可變功能,可以在適當(dāng)降低分辨率要求的情況下,進(jìn)一步提高測(cè)向速度。

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