小型永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)變流器的控制方法

蔡逢煌 ，蘇寧煥 ，陳道模

(1.福州大學(xué)電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，福州350108;2.漳州科華技術(shù)有限公司 博士后工作站，福建漳州363000）

引言

風(fēng)能是不可控的隨機(jī)能源，風(fēng)力發(fā)電并入電網(wǎng)前必須采用變流裝置進(jìn)行控制。隨著風(fēng)力發(fā)電技術(shù)的不斷發(fā)展，永磁直驅(qū)式風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)因其維護(hù)成本低、噪聲小表現(xiàn)出其獨(dú)特的優(yōu)勢(shì)，近年來(lái)得到迅猛發(fā)展。典型的直驅(qū)型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的主電路拓?fù)湟话銥椋猴L(fēng)力機(jī)與永磁同步發(fā)電機(jī)直接相連，通過(guò)三相不控整流器整流成直流，該直流進(jìn)行Boost升壓后進(jìn)行逆變并網(wǎng)。針對(duì)這種變速恒頻的直驅(qū)式風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)，網(wǎng)側(cè)變流器是連接發(fā)電機(jī)和電網(wǎng)的核心元件，對(duì)其控制策略的研究尤其重要[1]。文獻(xiàn)[2]采用單周期控制實(shí)現(xiàn)Boost電路的控制，但是其控制目標(biāo)是Boost電路的輸出電壓，這樣使得后級(jí)的逆變器的電流控制比較困難，并網(wǎng)電流大小不好確定，而且前后控制容易產(chǎn)生“共振”，導(dǎo)致系統(tǒng)失控。

本文主要分析了Boost變換器和并網(wǎng)逆變器前后兩級(jí)控制之間的耦合關(guān)系，采用雙環(huán)控制方法避免了前后算法的耦合影響。Boost變換器采用PI算法實(shí)現(xiàn)均流控制，并網(wǎng)逆變器采用無(wú)差拍控制實(shí)現(xiàn)電流的并網(wǎng)。利用PSIM軟件對(duì)算法進(jìn)行仿真，并試制了3.5 kW的樣機(jī)進(jìn)行測(cè)試，給出了實(shí)際樣機(jī)控制的波形。

1 單相風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)變流器的控制拓?fù)?/h2>

如圖1所示，系統(tǒng)為三級(jí)式主電路拓?fù)洌L(fēng)力發(fā)電機(jī)輸出三相交流電經(jīng)過(guò)三相二極管整流后，送到交錯(cuò)Boost升壓?jiǎn)卧?jīng)過(guò)Boost控制后，再通過(guò)單相并網(wǎng)逆變器和LC濾波后并入電網(wǎng)。采用這樣的主電路結(jié)構(gòu)能很好地解決低風(fēng)速時(shí)的風(fēng)力發(fā)電機(jī)的并網(wǎng)問(wèn)題。當(dāng)風(fēng)速較低的時(shí)候，風(fēng)機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)較慢，由于風(fēng)機(jī)與發(fā)電機(jī)是直接耦合的，中間沒(méi)有采用增速齒輪箱，因此發(fā)電機(jī)輸出的電壓比較低，在中間加入直流升壓環(huán)節(jié)后，整流后得到低的直流電壓通過(guò)直流升壓就可以在系統(tǒng)的直流側(cè)獲得較高的直流電壓，滿足逆變電路的正常工作，使得系統(tǒng)可以在風(fēng)速較低時(shí)也能將電能送入電網(wǎng)。

風(fēng)電并網(wǎng)逆變器采用基于DSP的全數(shù)字控制。由于母線電壓Udc即受到Boost電路的控制，也受到后端逆變電路的影響，前后控制量之間存在耦合影響。本文采用的控制方法為：前端Boost電路以電流為控制目標(biāo)，后端逆變器以母線電壓為控制目標(biāo)。這樣把前后耦合的控制量解耦，簡(jiǎn)化了控制器結(jié)構(gòu)分析和控制算法的實(shí)現(xiàn)。

2 Boost升壓電路控制分析

考慮到并網(wǎng)型風(fēng)電機(jī)組中Udc由網(wǎng)側(cè)逆變器控制，因此Boost升壓電路通過(guò)調(diào)節(jié)輸入電流Idc，即可調(diào)節(jié)發(fā)電機(jī)負(fù)載轉(zhuǎn)矩，從而控制并網(wǎng)功率的大小，實(shí)現(xiàn)最大功率跟蹤。不難發(fā)現(xiàn)，被動(dòng)整流拓?fù)湫阅艿暮脡?、機(jī)組的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能都與Boost升壓電路的電流控制密切相關(guān)。

為增加輸出功率，減小總電流紋波，升壓斬波器采用兩重交錯(cuò)并聯(lián)結(jié)構(gòu)[3]。兩重交錯(cuò)并聯(lián)后，總電流紋波的脈動(dòng)頻率變?yōu)閱沃仉娏鞯?倍，也就是輸出為兩倍于不移相時(shí)的開關(guān)頻率?？傠娏骷y波恒小于單重電流紋波。

理想情況下，雙Boost電路電流相等，均等于輸入總電流的一半，但受器件參數(shù)及控制的差異的影響，雙路電流不可能完全一致，而不一致的電流有可能導(dǎo)致其中一路因負(fù)荷過(guò)大損壞，從而將全部負(fù)荷加到另外一路上，導(dǎo)致兩路Boost電路全部損壞。因此對(duì)雙Boost電路的控制，必須加入電流環(huán)的控制，達(dá)到均流控制。

考慮控制目標(biāo)和均流的要求，對(duì)Boost電路采用雙環(huán)的控制策略，外環(huán)為最大功率跟蹤控制環(huán)，該環(huán)輸出為Boost環(huán)的給定輸出電流。內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，實(shí)現(xiàn)均流控制，控制框圖如圖2所示。從控制環(huán)看，雙路的控制算法一致，只是調(diào)制載波交錯(cuò)，為簡(jiǎn)化起見(jiàn)，只對(duì)一路Boost電路進(jìn)行分析，另外一路類似。

圖2 兩重Boost控制示意圖

圖3 Boost等效電路圖

對(duì)圖2單路Boost電路進(jìn)行分析，圖3為等效電路圖。其中L1為理想電感，R為線路電阻及L1寄生電阻的總和。 對(duì)于由 L1，V5，VD1，C2組成的 Boost電路滿足理想Boost電路的工作條件，有

而對(duì)于輸入電流的平均值有

將式(2)代入式(1)可以得到

從式(3)可以看出，在 Uin，UO一定的情況下，占空比D和輸入電流的平均值iˉL成線性關(guān)系，因此，通過(guò)控制占空比，可以控制輸入電流的平均值，從而控制Boost電路的輸入功率，進(jìn)而控制發(fā)電機(jī)的輸出功率。由于R值較小，且不可測(cè)量，因此，通過(guò)閉環(huán)的控制方式，可以實(shí)現(xiàn)電流指令的跟蹤，從而避免使用到這些參數(shù)。

升壓斬波器采用PI閉環(huán)實(shí)現(xiàn)對(duì)電流的跟蹤控制。反饋控制量的表達(dá)式如下：

兩路BOOST并聯(lián)運(yùn)行，單重電流指令為總電流的一半，各單元輸出脈沖相位上應(yīng)互錯(cuò)π，對(duì)應(yīng)時(shí)間,TS為開關(guān)周期。通過(guò)調(diào)節(jié)PI系數(shù)，系統(tǒng)性能指標(biāo)可以滿足均流控制的要求。Boost電路控制的穩(wěn)定性與控制參數(shù)kp，ki、時(shí)間常數(shù)以及系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行點(diǎn)有關(guān)，通過(guò)設(shè)定時(shí)間常數(shù)為0.2 s，考察kp，ki對(duì)Boost環(huán)節(jié)穩(wěn)定性的影響，可以最終選定控制參數(shù)，具體方法參照文獻(xiàn)[4]。

3 逆變電路控制分析

逆變部分為雙環(huán)控制，外環(huán)為直流電壓環(huán)，用以穩(wěn)定母線電壓，采用PI控制；內(nèi)環(huán)為功率環(huán)，采用無(wú)差拍控制，有功功率給定值Iref*由直流電壓閉環(huán)給出。在目前已有的電流控制方法中，無(wú)差拍控制方法具有對(duì)外部干擾響應(yīng)速度快，控制過(guò)程無(wú)過(guò)沖的特點(diǎn)。因此，將其應(yīng)用到兩級(jí)式單相風(fēng)力并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)逆變器的控制中，以提高逆變器抗干擾能力[5-7]。無(wú)差拍控制根據(jù)給定電流和檢測(cè)的實(shí)時(shí)電流、電網(wǎng)電壓計(jì)算出PWM占空比，PWM經(jīng)過(guò)隔離放大后直接驅(qū)動(dòng)逆變器，實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流跟蹤電流給定。

圖4 逆變電路控制框圖

圖5 逆變部分等效電路圖

3.1 無(wú)差拍控制算法分析

L3，L4可以等效成L線上的電感，電感值為（L3+L4），分析端口電壓和電感電流的關(guān)系，從圖4可以得到：

對(duì)式(5)在開關(guān)周期Ts內(nèi)進(jìn)行離散化，可以得到在第k點(diǎn)的表達(dá)式：

圖1 所示的主電路，在交流輸出的正半個(gè)周期，1,4導(dǎo)通，從直流母線側(cè)看，為一個(gè)Buck電路，逆變輸出的端口電壓滿足如下關(guān)系：

此時(shí)，采用單極性調(diào)制方式，4管常開，通過(guò)控制1管占空比D，可以得到逆變器的端口電壓Uinv；負(fù)半波原理類似。將式(7)代入式(6)可以得到：

用k+1時(shí)刻給定的電流指令值i*L（k+1）代替k+1時(shí)刻的電流值，可以求出第k時(shí)刻的占空比D（k），從而去控制逆變器，就可在第k+1時(shí)刻跟蹤上電流指令值[8,9]。

3.2 無(wú)差拍控制算法仿真

根據(jù)圖(4)的控制框圖，建立PSIM仿真平臺(tái)下的單相單級(jí)式風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)系統(tǒng)仿真電路圖[10]。無(wú)差拍控制算法由動(dòng)態(tài)鏈接庫(kù)DLL模塊實(shí)現(xiàn)。仿真參數(shù)為：電網(wǎng)電壓有效值220 V，電網(wǎng)頻率50 Hz，輸出濾波電感L=2.3 mH，電容C=66 μF，功率管開關(guān)頻率fs=16 kHz，給定電流15 A。圖7為并網(wǎng)輸出電流仿真結(jié)果，可以看出，算法滿足系統(tǒng)的性能指標(biāo)要求。

圖6 無(wú)差拍算法仿真圖

4 樣機(jī)實(shí)驗(yàn)

實(shí)驗(yàn)采用TI公司的TMS320F2812 DSP為控制芯片，試制了3.5 kW的單相單級(jí)式并網(wǎng)型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)，樣機(jī)的主要參數(shù)如下：濾波電感：2.3 mH，濾波電容：66 μF，功率管開關(guān)頻率及DSP采樣頻率均為16 kHz。設(shè)定輸出功率2 kW。Boost電路的電流波形如圖8所示，曲線3為Boost總電流，曲線1,4為Boost兩個(gè)支路電流。并網(wǎng)電流靜態(tài)波形如圖9所示，曲線3為Boost總電流，曲線2為市電電壓，曲線4為并網(wǎng)電流，此時(shí)并網(wǎng)電流總諧波失真度(THDi)為3.3%，功率因數(shù)為0.996，滿足并網(wǎng)發(fā)電要求。并網(wǎng)電流動(dòng)態(tài)波形如圖10所示，通過(guò)調(diào)節(jié)直流穩(wěn)壓器改變BOOST輸入電壓，并網(wǎng)電流經(jīng)過(guò)400 mS后穩(wěn)定在一個(gè)新值，表明控制器能夠在輸入擾動(dòng)情況下，按照最大功率跟蹤的給定電流穩(wěn)定地把電能回饋到電網(wǎng)。

圖7 并網(wǎng)電壓和電流仿真波形

圖8 Boost電流波形

圖9 并網(wǎng)電流穩(wěn)態(tài)波形

圖10 并網(wǎng)電流動(dòng)態(tài)波形

5 結(jié)語(yǔ)

變流器的控制是風(fēng)力并網(wǎng)發(fā)電的核心部分之一。本文對(duì)Boost級(jí)和逆變級(jí)分別采用雙環(huán)控制。Boost級(jí)的內(nèi)環(huán)為電流控制環(huán)，外環(huán)為電流給定環(huán)(由MPPT算法給定)。逆變級(jí)的內(nèi)環(huán)為電流控制環(huán)，外環(huán)為母線電壓穩(wěn)壓環(huán)。通過(guò)這種結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)前后兩級(jí)控制的簡(jiǎn)化。3.5 kW樣機(jī)實(shí)驗(yàn)表明了該方法的可行性。

[1]何勝，孫旭東，柴建云，等.戶用小型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的并網(wǎng)運(yùn)行控制[J].清華大學(xué)學(xué)報(bào)(自然科學(xué)版)，2009,49(4):477-480.

[2]楊存祥，解豪杰，朱琛，等.直驅(qū)型風(fēng)電系統(tǒng)單周期控制的并聯(lián)Boost PFC變換器分析與設(shè)計(jì) [J].低壓電器，2010,(17):32-35.

[3]Yang CW,Liang H,Jiang J C.Modeling and simulation of AC-DC-AC converter system for MW-level direct-drive wind turbine grid interface [C].IEEE Power Electronics Specialists Conference,2006:1-4.

[4]耿華，許德偉，吳斌，等.永磁直驅(qū)變速風(fēng)電系統(tǒng)的控制及穩(wěn)定性分析[J].中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2009,29(33):68-75.

[5]張超，王章權(quán)，蔣燕君，等.無(wú)差拍控制在光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中的應(yīng)用[J].電力電子技術(shù)，2007,41(7):3-5.

[6]Mengchao Ma,Peng Li.Study on Deadbeat Control Strategy for Grid-connected Distributed Generation System[A].Deregulation and Reconstruction and Power Technologies 2008[C].Nanjing,2008:2553-2557.

[7]Qi Chunqing,Yang Yong.Deadbeat Decoupling Control of Three-phase Photovoltaic Grid-connected Inverters[A].Internation Conf.on Mechatronics and Automation 2009[C].Changchun,2009:3843-3848.

[8]張超，王章權(quán)，蔣燕君，等.無(wú)差拍控制在光伏發(fā)電系統(tǒng)中的應(yīng)用[J].電力電子技術(shù)，2007，41(7):3-5.

[9]A Papathanassiou,S A Papathanassiou,S N Manias,et al.Current Control of a Voltage Source Inverter Connected to the Grid VIA LCL Filter[A].PESC’07[C].Orlando,FL,United States,2007:2379-2384.

[10]鄭必偉，蔡逢煌，王武，等.單級(jí)光伏并網(wǎng)系統(tǒng)電流控制的仿真與實(shí)驗(yàn)研究[J].電力電子技術(shù),2010,44(11):1-3.