一種用于單周期控制的斜率自適應(yīng)積分電路的設(shè)計

電子科技大學(xué)電子薄膜與集成器件國家重點實驗室 宋 健 代 杰 余清華

一種用于單周期控制的斜率自適應(yīng)積分電路的設(shè)計

電子科技大學(xué)電子薄膜與集成器件國家重點實驗室 宋 健 代 杰 余清華

采用電流模相乘器結(jié)構(gòu)，同時結(jié)合計數(shù)器，設(shè)計了一種結(jié)構(gòu)簡單、斜率自適應(yīng)、高精度的積分器，具有良好的線性特性，線性范圍達到0～6V，能夠廣泛應(yīng)用在固定開關(guān)頻率的單周期控制的功率因數(shù)校正芯片中。此外，還對負反饋電路的穩(wěn)定性和頻率補償進行了討論和仿真，得到了約78度的相位裕度。最后給出了具體的積分器電路圖和仿真結(jié)果。

單周期控制；電流模相乘器；計數(shù)器；積分器

1.引言

在開關(guān)電源領(lǐng)域，任何使輸入電網(wǎng)電流為非線性，或即使是正弦波但和正弦輸入電壓不同相位，或使輸入電流具有諧波的電路結(jié)構(gòu)都會降低功率因數(shù)從而產(chǎn)生額外的功率損耗。為了提高對電能的利用效率，需要引入功率因數(shù)校正技術(shù)[1]。

傳統(tǒng)的功率因數(shù)校正電路技術(shù)復(fù)雜，步驟繁瑣，體積大，成本高，而單周期控制技術(shù)是一種非線性控制技術(shù)，不但大大簡化了電路而且使得電路的抗干擾能力、魯棒性、動態(tài)響應(yīng)更好[2]。單周期控制的控制策略是對控制信號進行積分后與基準信號進行比較，決定開關(guān)的占空比。

本文中的積分器將控制電壓轉(zhuǎn)換成電流后，利用雙極型晶體管的電流-電壓指數(shù)關(guān)系，構(gòu)成一個自動調(diào)節(jié)尾電流源的模擬乘法器，再利用電流對電容充電實現(xiàn)積分，能夠很好地應(yīng)用在各類單周期控制的PFC芯片中。

2.積分器的原理分析

本文中所設(shè)計的積分器是在電流模相乘器[3]的基礎(chǔ)上加以改進，利用電流對電容充電實現(xiàn)積分的功能。首先給出單周期控制PFC的原理[4]。

式（7）、（8）為單周期控制方程組。其中Vm是系統(tǒng)控制電壓，ig是輸入電流，RS是輸入電流檢測電阻。實際上，V2(t)是對Vm在整個周期內(nèi)積分，當(dāng)V1(t)和V2(t)相等時，通過PWM比較器可以確定開關(guān)的占空比D。從（8）式可知單周期控制的核心在于對Vm進行積分。因此，需要構(gòu)建一個積分器。

如圖1所示為本文設(shè)計的積分器的整體電路圖，其中電源電壓VCC=7.5V，VIN是輸入電壓，即為式（8）中的控制電壓Vm，VBIAS1、VBIAS2是固定偏置電壓，VPULSE是每個周期對積分器進行復(fù)位的脈沖，VOUT是積分器的輸出。

Q34、Q35、Q36、Q37和R18構(gòu)成電流基準源，其中Q35、Q36、Q37相同，Q34的面積是他們的4倍。Q27、Q28、Q29、Q30、Q31、Q32、Q33和R17產(chǎn)生穩(wěn)定的偏置電壓VBIAS1。Q1、Q2、Q3、Q4構(gòu)成電流模相乘器，Q5、Q7、Q9、R1、R2與Q6、Q8、Q10、R3、R4分別構(gòu)成威爾遜電流鏡，忽略基極電流影響，則有

圖1 積分器整體電路圖

Q12、Q15、Q16、Q17、R5、R6、R7、R11、R12、C2、C3構(gòu)成負反饋回路，隨著輸入電壓VIN的變化自動調(diào)節(jié)Q12中電流的大小，同時維持Q9和Q14中流過的電流相等，因此

將式（7）、（8）、（9）、（11）代入式（6）得到

對比式（2）與式（13），只要使

.即可滿足要求，一個周期內(nèi)使得積分器輸出VOUT=VIN。因此只要根據(jù)PFC的工作頻率來設(shè)計 的值，就能得到滿足要求的積分電路。

由于電路性能會受溫度、電源電壓和各種工藝參數(shù)的影響，導(dǎo)致不可能得到一個精確的 。因此，需要設(shè)計一個模16可逆型計數(shù)器來自動調(diào)整 值的大小，1/即為積分斜率。圖1中，Q43～Q50、D1～D4和R19～R22組成四個開關(guān)，根據(jù)計數(shù)器的4位輸出來改變I2的大小，來積分斜率。其中Q23、Q43、Q44、Q45、Q46的面積之比為8:2:1:0.5:0.25。

可逆計數(shù)器控制由圖2給出。通過一個比較器，對VOUT和VIN進行比較，如果VIN＞VOUT，比較器輸出高電平，控制計數(shù)器正向計數(shù)，I2變小，積分斜率變大，VOUT將會變大；如果VIN＜VOUT，計數(shù)器逆向計數(shù)，I2變大，積分斜率變小，VOUT將會變小。這樣，通過一個可逆計數(shù)器就實現(xiàn)了對積分器斜率的自動調(diào)整。

3.積分器的仿真

3.1 積分器輸出隨輸入電壓變化

如圖3所示為積分器輸出隨輸入電壓變化的仿真圖。其中VIN時斜坡電壓，VOUT為積分輸出的鋸齒波電壓。圖4是積分器輸出隨輸入電壓變化局部放大圖，可以看到，積分輸出VOUT的峰值與積分輸入VIN基本重合，積分效果理想。

從仿真得到VIN=5.6V時，VOUTPEAK=5.625V，計算得到精度為

圖2 可逆計數(shù)器控制電路

3.2 電路穩(wěn)定性的分析和仿真

當(dāng)電路存在負反饋時，如果相位裕度太小，會在較高頻率擾動時造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定。根據(jù)文獻[5]的說明，當(dāng)相位裕度為60°時，閉環(huán)頻率響應(yīng)的尖峰已可忽

略。如圖1所示，Q12、Q15、Q16、Q17、R5、R6、R7、R11、R12、C2、C3構(gòu)成負反饋回路，因此必須對其穩(wěn)定性進行考慮。隨著輸入電壓VIN的變化反饋回路自動調(diào)節(jié)Q12中電流的大小，使得積分電流變化，始終保持與輸入電壓VIN成正比。因此對積分器反饋回路的穩(wěn)定性進行仿真很重要。

反饋回路中Q16的基極為一個高阻節(jié)點，因此加電容C2到地，引入一個低頻主極點，使得環(huán)路增益下降點提前，幅頻曲線增益交點提前，提高了環(huán)路相位裕度。當(dāng)加上C3后在高頻引入極點，使得高頻增益下降變快，抑制高頻噪聲的影響。環(huán)路的頻率響應(yīng)曲線如圖5所示，環(huán)路增益約為60dB，其相位裕度約為78°，系統(tǒng)的穩(wěn)定性很好。

3.3 積分電流的仿真

由于負反饋的調(diào)節(jié)，尾電流源Q12中的電流會隨著輸入電壓VIN的變化而變化，實現(xiàn)積分電流Icharge跟隨輸入電壓變化。對輸入電壓VIN進行DC掃描，范圍從0～7V，觀測Q10中的充電電流變化。從圖6的仿真結(jié)果可以看到，積分電流Icharge隨著輸入電壓VIN的增大而增大，并且與VIN成正比。仿真結(jié)果驗證了式（12）中推導(dǎo)的Icharge與VIN的正比關(guān)系。當(dāng)VIN＞6V時，Icharge達到飽和，所以輸入電壓的范圍在0～6V。

圖3 積分器輸出隨輸入電壓變化的仿真圖

圖4 積分器輸出隨輸入電壓變化局部放大圖

圖6 積分電流隨輸入電壓的變化關(guān)系

4.結(jié)論

本文所設(shè)計的積分器采用電流模相乘器的結(jié)構(gòu)，同時結(jié)合可逆計數(shù)器控制，實現(xiàn)了斜率自適應(yīng)功能。利用穩(wěn)定的負反饋結(jié)構(gòu)以保證積分器在不同輸入電壓下都能精確地實現(xiàn)對輸入電壓進行積分的功能。通過仿真結(jié)果表明，積分器的輸入電壓范圍大，穩(wěn)定性良好，精度高，適用于單周期控制的PFC芯片。

[1]Abraham I.Pressman,Keith Billings,Taylor Morey.Switching Power Supply Design[M].Third Edition,New York:McGraw-Hill Company,2009:671-672.

[2]Keyue M.Smedley,Slobodan Cuk.One-Cycle Control of Switching Converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics,1995,10(6):625.

[3]周柏毓.一種雙環(huán)控制的連續(xù)電流模式功率因數(shù)校正控制器設(shè)計[D].成都:電子科技大學(xué)微電子與固體電子學(xué)院,2007.

[4]胡新新,郭育華.基于IR1150的有源功率因數(shù)校正電路的設(shè)計[J].自動化信息,2008,11:35.

[5]畢查德拉扎維著.陳貴燦,程軍,張瑞智譯.模擬CMOS集成電路設(shè)計[M].西安:西安交通大學(xué)出版社,2003:289-315.

宋?。?986—），男，江蘇蘇州人，碩士研究生，主要研究方向：模擬集成電路設(shè)計。

代杰（1986—），男，四川富順人，碩士研究生，主要研究方向：模擬集成電路設(shè)計。

余清華（1987—），男，福建寧化人，碩士研究生，主要研究方向：模擬集成電路設(shè)計。