風(fēng)力發(fā)電勵(lì)磁系統(tǒng)研究

陸 野 ，韓竺秦，王 晶

（1.中鐵十四局 隧道處，南京 210000； 2.蘭州交通大學(xué) 機(jī)電技術(shù)研究所，蘭州 730070）

利用可再生能源風(fēng)能，對(duì)于緩解能源匱乏具有非同尋常的意義。和常規(guī)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)相比，變速恒頻交流勵(lì)磁雙饋風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)配置的變頻器在轉(zhuǎn)子回路，僅處理雙向流動(dòng)的轉(zhuǎn)差功率，具有變頻器體積小、重量輕、成本低的特點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)了機(jī)電系統(tǒng)的柔性連接。目前,通常采用雙脈寬調(diào)制（PWM）控制的交-直-交電壓型變頻器作為交流勵(lì)磁發(fā)電機(jī)的變頻勵(lì)磁電源，該變頻器由電網(wǎng)網(wǎng)側(cè)變換器和轉(zhuǎn)子側(cè)變換器所構(gòu)成，因此也常稱為“背靠背”變換器或雙PWM變換器。

1 雙PWM變換器的工作原理

圖1為雙PWM變換器勵(lì)磁的交流勵(lì)磁發(fā)電機(jī)系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)圖，雙PWM變換器由電網(wǎng)側(cè)變換器和轉(zhuǎn)子側(cè)變換器構(gòu)成。兩個(gè)PWM變換器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)完全相同，在轉(zhuǎn)子不同的能量流動(dòng)方向狀態(tài)下，交替實(shí)現(xiàn)整流和逆變的功能。交流勵(lì)磁發(fā)電機(jī)運(yùn)行于次同步狀態(tài)時(shí)，轉(zhuǎn)子繞組吸收轉(zhuǎn)差功率，電網(wǎng)側(cè)變換器工作于PWM整流狀態(tài)，轉(zhuǎn)子側(cè)變換器工作于PWM逆變狀態(tài)；發(fā)電機(jī)運(yùn)行于超同步狀態(tài)時(shí)，部分轉(zhuǎn)差功率將由轉(zhuǎn)子繞組經(jīng)勵(lì)磁變頻器回饋電網(wǎng)，此時(shí)轉(zhuǎn)子側(cè)變換器工作于PWM整流狀態(tài)，電網(wǎng)側(cè)變換器則工作于PWM逆變狀態(tài)。

圖1 雙PWM變換器勵(lì)磁的交流勵(lì)磁發(fā)電系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)圖

1.1 電網(wǎng)側(cè)變換器

設(shè)三相電路完全對(duì)稱，網(wǎng)側(cè)變換器輸入電抗器中的電感處于非飽和狀態(tài)，忽略電源內(nèi)阻，并認(rèn)為開關(guān)元件是理想的，忽略死區(qū)時(shí)間效應(yīng)及開關(guān)管管壓降的影響，開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于電網(wǎng)頻率，可忽略高次諧波的影響。電網(wǎng)電源電壓Eg、輸入電抗器的阻抗Rg+jωLg，網(wǎng)側(cè)變換器輸入端電壓Ug及流過電抗器的電流Ig共同決定網(wǎng)側(cè)變換器的工作狀態(tài)。

圖2為網(wǎng)側(cè)變換器交流側(cè)的等效電路圖。由于電路對(duì)稱，下面以單相穩(wěn)態(tài)運(yùn)行情況為例進(jìn)行分析。輸入電流的正方向規(guī)定如圖2。

圖2 網(wǎng)側(cè)變流器交流側(cè)等效電路

從等效電路可得：

由式（1）可得網(wǎng)側(cè)變換器單相穩(wěn)態(tài)運(yùn)行向量圖，如圖3。圖3（a）表示網(wǎng)側(cè)變換器工作于整流狀態(tài)，能量從電網(wǎng)流入變頻器；圖3（b）表示網(wǎng)側(cè)變換器工作于逆變狀態(tài)，能量從變頻器回饋給電網(wǎng)。

圖3 網(wǎng)側(cè)變換器向量圖

由向量圖可知，調(diào)節(jié)網(wǎng)側(cè)變換器輸入電壓Ug的幅值和相位可以控制輸入電流Ig的大小以及與電網(wǎng)電壓的相位角，從而可使該變換器運(yùn)行于不同的工作狀態(tài)。當(dāng)網(wǎng)側(cè)變換器以單位功率因數(shù)運(yùn)行時(shí)，輸入電網(wǎng)電流全為有功分量，恰當(dāng)控制輸入電流的有功分量即可實(shí)現(xiàn)直流鏈電壓的穩(wěn)定控制。網(wǎng)側(cè)變換器從電網(wǎng)吸收的無功功率為零，電網(wǎng)電流的基波保持正弦并與電網(wǎng)電壓保持同相位或反相位，能量由電網(wǎng)輸入至網(wǎng)側(cè)變換器或由變換器回饋給電網(wǎng)，滿足交流勵(lì)磁發(fā)電機(jī)在轉(zhuǎn)速變化時(shí)轉(zhuǎn)子勵(lì)磁功率雙向流動(dòng)的要求。網(wǎng)側(cè)變換器也可工作于非單位功率因數(shù)運(yùn)行狀態(tài)，此時(shí)電網(wǎng)電流的基波與電網(wǎng)電壓具有一定的相位關(guān)系。因此，網(wǎng)側(cè)變換器具備一定的無功調(diào)節(jié)能力，可與交流勵(lì)磁發(fā)電機(jī)配合控制整個(gè)系統(tǒng)的無功輸出。由此可見，雙PWM變換器具有靈活的運(yùn)行方式，功率雙向流動(dòng)，輸入、出諧波電流小，功率因數(shù)可調(diào)，是交流勵(lì)磁發(fā)電機(jī)的理想勵(lì)磁電源。

1.2 電網(wǎng)側(cè)變換器的數(shù)學(xué)模型

為獲得有效的網(wǎng)側(cè)變換器控制算法，關(guān)鍵要建立準(zhǔn)確的網(wǎng)側(cè)變換器數(shù)學(xué)模型。網(wǎng)側(cè)變換器的高頻數(shù)學(xué)模型基于變換器開關(guān)函數(shù)的定義，充分反映了網(wǎng)側(cè)變換器的開關(guān)細(xì)節(jié)和高頻工作機(jī)理，該模型引入開關(guān)函數(shù)的概念。假設(shè)Si(i=a、b、c）為第i相的開關(guān)函數(shù)，則可以將Si表示成：

用開關(guān)狀態(tài)描述的網(wǎng)側(cè)變換器主電路的簡(jiǎn)化模型如圖4。

圖4 網(wǎng)側(cè)變換器主電路簡(jiǎn)化電路圖

可以獲得三相靜止坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)變換器的數(shù)學(xué)模型：

由式（3）可知，網(wǎng)側(cè)變換器每一相輸入電流均由三相開關(guān)函數(shù)共同控制，因而網(wǎng)側(cè)變換器是一個(gè)強(qiáng)耦合的高階非線性系統(tǒng)。為簡(jiǎn)化數(shù)學(xué)模型，可以采用一定的數(shù)學(xué)手段變換式（3）。假設(shè)d-q坐標(biāo)系以同步速度旋轉(zhuǎn)且q軸超前于d軸，利用三相靜止坐標(biāo)系到d-q同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的變換矩陣對(duì)式（3）進(jìn)行變換，可以得到d-q同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的網(wǎng)側(cè)變換器數(shù)學(xué)模型：

式（4）中，egd、egq分別為電網(wǎng)電壓的d、q軸分量；

igd、igq分別為電網(wǎng)電流的d、q軸分量；

ugd、ugq分別為網(wǎng)側(cè)變換器輸入控制電壓的d、q軸分量；

Sd、Sq分別為開關(guān)函數(shù)的d、q軸分量；

ω為d-q同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的旋轉(zhuǎn)角頻率，即電網(wǎng)的電角頻率。

1.3 電網(wǎng)側(cè)變換器矢量控制

式（4）為d-q同步坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)變換器的數(shù)學(xué)模型。如果將電網(wǎng)電壓綜合矢量定向在d軸上，則電網(wǎng)電壓在q軸上投影為0，可進(jìn)一步簡(jiǎn)化其數(shù)學(xué)模型。將檢測(cè)到的電網(wǎng)三相電壓經(jīng)過3/2坐標(biāo)變換后可計(jì)算出電網(wǎng)電壓矢量的位置，即得到d軸的位置θe，此位置角即為坐標(biāo)變換所需的同步角。dq坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)變換器輸入的有功功率和無功功率分別為：

式（5）中，Pg>0表示變換器工作于整流狀態(tài)，從電網(wǎng)吸收有功功率；Pg<0表示變換器工作于逆變狀態(tài)，這時(shí)有功功率從變換器返回電網(wǎng)。Qg>0表示變換器從電網(wǎng)吸收滯后無功電流；Qg<0表示變換器從電網(wǎng)吸收超前無功電流。d軸表示有功參考軸，而q軸表示無功參考軸，調(diào)節(jié)輸入電流在d、q軸的分量，就可以獨(dú)立地控制變換器輸入的有功功率和無功功率（功率因數(shù)）。由圖1的結(jié)構(gòu)可知，當(dāng)網(wǎng)側(cè)變換器的輸入功率大于轉(zhuǎn)子側(cè)變換器的輸出功率時(shí)，多余的功率會(huì)使直流側(cè)電容電壓升高；反之，電容電壓會(huì)降低。因此，網(wǎng)側(cè)變換器輸入的有功功率應(yīng)能平衡轉(zhuǎn)子側(cè)變換器輸出的勵(lì)磁功率，以保持直流鏈電壓穩(wěn)定。由于變換器的d軸電流和它吸收的有功功率成正比，因此可控制直流側(cè)電容電壓，直流電壓調(diào)節(jié)器的輸出igd可作為電網(wǎng)電流的d軸分量給定，它反映了變換器輸入有功電流的大小。

網(wǎng)側(cè)變換器可采用雙閉環(huán)控制，外環(huán)為直流電壓控制環(huán)，主要作用是穩(wěn)定直流側(cè)電壓。內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，主要作用是跟蹤電壓外環(huán)輸出的有功電流指令以及設(shè)定的無功電流指令以實(shí)現(xiàn)快速的電流控制。網(wǎng)側(cè)變換器在d-q坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型也可表示為，

由式（6）可知，d、q軸電流除受控制電壓ugd和ugq的影響外，還受耦合電壓ωLgigq、－ωLgigd以及電網(wǎng)電壓egd的影響。耦合電壓的存在以及電網(wǎng)電壓的擾動(dòng)都不利于d、q軸電流的解耦控制。因此，除了對(duì)d、q軸電流進(jìn)行閉環(huán)PI調(diào)節(jié)控制外，d、q軸控制電壓中還應(yīng)加上交叉耦合電壓補(bǔ)償項(xiàng)和電網(wǎng)電壓補(bǔ)償項(xiàng)，這樣不但可實(shí)現(xiàn)d、q軸電流的獨(dú)立控制，而且還可提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)控制性能。最終的d、q軸控制電壓分量為：

式（7）中：Kp、τi分別為PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分時(shí)間常數(shù)。

圖5 網(wǎng)側(cè)變換器電壓、電流雙閉環(huán)系統(tǒng)框圖

圖5 為基于電網(wǎng)電壓定向的網(wǎng)側(cè)變換器電壓、電流雙閉環(huán)矢量控制系統(tǒng)框圖。直流環(huán)節(jié)給定電壓u*dc和反饋電壓udc比較后的誤差經(jīng)PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)輸出i*gd，按系統(tǒng)無功要求可設(shè)定i*gq。將采樣得到的電網(wǎng)三相電流經(jīng)坐標(biāo)變換后可得到d、q軸實(shí)際電流igd和igq。i*gd、i*gd分別與igd、igq比較后進(jìn)入PI調(diào)節(jié)器，其輸出分別與交叉電壓解耦補(bǔ)償項(xiàng)以及電網(wǎng)電壓擾動(dòng)前饋補(bǔ)償項(xiàng)egd相運(yùn)算后得到變換器的d、q軸控制電壓ugd和ugq，ugd和ugq經(jīng)坐標(biāo)變換后得到靜止坐標(biāo)系下的三相控制電壓uga、ugb和經(jīng)PWM發(fā)生器產(chǎn)生相應(yīng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)后控制電網(wǎng)側(cè)變換器。

2 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證以上理論分析,本文在MATLAB /SIMUL INK下進(jìn)行了仿真研究。系統(tǒng)的仿真參數(shù)為：最大風(fēng)能利用系數(shù)值Cpmax=0.46；齒輪傳動(dòng)比N=7.8 N，額定功率Pn=2.2 kw；額定電壓Un=220 V；額定頻率f=50 Hz；電機(jī)極對(duì)數(shù)P=2；定子繞組電阻Rs=0. 432Ω；轉(zhuǎn)子繞組電阻Rr=0. 81Ω；定子繞組漏感Ls=2 mH；轉(zhuǎn)子繞組漏感Li=5.3 mH；互感Lm=62.3 mH；轉(zhuǎn)動(dòng)慣量J=0.089 kg·m2。

圖6 輸入電壓與電流波形

圖7 網(wǎng)側(cè)輸出電壓與電流波形

圖6 和圖7為輸入電流與電壓和網(wǎng)側(cè)變換器交流側(cè)的電壓與電流仿真波形。從圖6中可以發(fā)現(xiàn)，網(wǎng)側(cè)變換器交流側(cè)的功率因數(shù)非常高（其絕對(duì)值接近于1），進(jìn)線電流波形接近于正弦，其諧波含量較之傳統(tǒng)的交交變頻器小的很。同時(shí)，圖7中的輸出電流波形的諧波也非常小，這些都說明采用交直交雙PWM變換器作為雙饋感應(yīng)發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)子勵(lì)磁電源，其性能是傳統(tǒng)相控交交變頻器的勵(lì)磁電源所無法比擬的。

3 結(jié)束語

風(fēng)力發(fā)電機(jī)單機(jī)容量的增大，在追蹤最大風(fēng)能的運(yùn)行中，必須實(shí)現(xiàn)變速恒頻發(fā)電，交流勵(lì)磁雙饋發(fā)電機(jī)是較好的選擇。雙饋發(fā)電機(jī)交流勵(lì)磁電源雙PWM方式的變頻器由于有優(yōu)良的輸入、輸出特性和能量雙向流動(dòng)的能力，已成為具有實(shí)用價(jià)值的電源方案。