C頻段寬帶低噪聲放大器模塊設計與實現*

(中國科學院 微電子研究所，北京 100029)

1 引 言

C頻段低噪聲放大器(LNA)是雷達、衛(wèi)星通信、電子對抗、遙測遙控等電子系統(tǒng)中關鍵的微波部件，有廣泛的應用價值。在4 GHz以上頻段，CMOS集成電路很難同時實現高增益和低噪聲系數[1，2]，而設計開發(fā)GaAs或GaN基MMIC芯片成本很高[3]，因此利用市場在售的分立器件設計小型化LNA模塊在性能、設計周期和設計成本上都具有很大的優(yōu)勢。

市場在售的很多FET管，在C頻段不能保證全頻段穩(wěn)定因子K小于1，因此采用這些FET管設計LNA過程中首先要解決穩(wěn)定性問題。增加源極負反饋電感是一種優(yōu)異的增進穩(wěn)定的方法，這種方法的優(yōu)勢在于在增加穩(wěn)定度的同時不會惡化LNA的噪聲系數。本文基于FET管模型，對源極負反饋增加穩(wěn)定度的機理進行了理論推導。

在LNA模塊設計中，一般采用微帶線加過孔的寄生電感作為源極反饋電感，本文定量給出了實現0.05～1 nH電感所需要的微帶線長度和寬度，以及實現0.05～0.2 nH電感所需要的過孔直徑和長度。

寬帶的LNA設計方法中，文獻[4]和[5]給出了一些設計方法，這些設計方法大部分都是采用多階濾波器的方式來實現匹配。在C頻段，分立器件電容、電感實際值與標稱值會有較大的偏差且存在較大的寄生，因此在設計LNA模塊時，分立器件組成的多階濾波器式匹配網絡頻率偏差常在20%以上。而采用簡單的級間匹配時，理論設計與實際電路之間的偏差比較小。本文提出了一種新的設計多級寬帶LNA的各級增益多峰值匹配法，這種方法可以把一個多級的寬帶LNA設計轉化為幾個帶寬稍窄的單級LNA。此方法可以大大降低理論設計與實際電路之間的偏差，降低調試周期和產品成品率，從而降低研發(fā)成本。采用該方法設計的LNA性能良好，測試結果與設計符合很好。

2 LNA設計中的關鍵理論推導

2.1 源極負反饋電感對LNA輸入阻抗的影響

由于LNA的增益很高，設計和實踐中常出現振蕩現象，因此設計中首先要解決LNA的穩(wěn)定性問題。FET管未加匹配時，在C頻段內穩(wěn)定因子K不全大于1，因而容易產生自激振蕩。絕大部分情況下，K小于1是由于輸入阻抗實部為負。因此，解決LNA不穩(wěn)定的辦法之一就是對輸入阻抗進行補償，使LNA輸入阻抗變成正值。

為實現低噪聲系數，FET管LNA一般采用共源極結構。共源極結構中在源極增加一個反饋電感Ls，源極電抗值增加jωLs，源極電抗值的增加可以等效為輸入端阻抗值實部的增加，從而實現對輸入阻抗實部負值的補償。

圖1 FET管的經典模型Fig.1 Classical model of FET

圖1給出了FET管的經典模型[6]以及模型中電容Cgd的等效示意圖。Cgd為FET管柵極與漏極的極間電容，它連接輸入和輸出端，形成反饋。為便于計算，如圖中兩個橢圓曲線框中所示，將Cgd近似等效為輸入端和輸出端電容Cgd1和Cgd2兩部分。

Cgd1=(Au+1)Cgd≈AuCgd

(1)

(2)

(3)

圖2 增加源極反饋電感的FET管模型Fig.2 Model of FET with source negative feedback inductance

圖2給出了FET管增加了源極反饋電感Ls后的FET管模型。計算這種情況下輸入端的阻抗必須考慮負載ZL的影響，輸入阻抗值可近似為

(5)

2.2 利用微帶線及基板過孔實現等效電感

共源極LNA增加源極負反饋電感，可以增加LNA的穩(wěn)定度，但源極電感過大則會造成LNA的增益偏低，因此源極負反饋所采用的電感值一般較小。然而分立器件電感一般只有1 nH、0.75 nH和0.5 nH,標稱值太少，精度也不能保證。因此，在LNA模塊設計中，采用微帶線和過孔的寄生電感來代替分立器件電感是一種很好的方法，這種方法可以增加電感取值的靈活性和準確性。本節(jié)以本LNA設計中采用的板材為例，定量分析了微帶線和過孔的寄生電感值的大小，本設計中采用介電常數為2.8的聚四氟乙烯板。

首先，通過仿真分析不同寬度和長度的微帶線在4 GHz頻率處的寄生電感值，仿真采用安捷倫公司的RF仿真軟件ADS2008的二維電磁場仿真工具。表1給出了采用厚度為0.8 mm的板材，實現0.1～1 nH寄生電感所需要的微帶線寬度和長度的組合值?？梢园l(fā)現，微帶線的寬度越大寄生電感越小，微帶線長度越大寄生電感越大。

表1 不同寬度和長度的微帶線的寄生電感值Table 1 Parasitic inductance of the microstrip line with different width and length

其次，LNA模塊設計中FET管源極引腳連接到地平面一般都需要過孔，因此對不同直徑和長度的過孔的寄生電感進行了仿真分析。表2給出了4 GHz頻率處，實現0.05～0.25 nH的寄生電感所需要的過孔直徑和過孔長度的組合值?？梢园l(fā)現，過孔直徑越大寄生電感值越小，過孔長度越大寄生電感值越大。

表2 不同直徑和長度的過孔的寄生電感值Table 2 Parasitic inductance of the via of the PCB with different width and length

2.3 多級寬帶LNA的各級增益多峰值匹配方法設計原理

寬帶LNA設計中，一般采用多階濾波器形式的匹配結構來降低電路的Q值、增大帶寬，但是在LNA模塊匹配設計時，由于分立元件電容、電感的實際值與標稱值偏差較大，所以采用這種結構的LNA理論與實際測試結果的偏差會達20%以上。采用簡單的級間匹配，理論與實際電路之間的偏差則會比較小，但缺點是電路Q值會變低，單級帶寬會減小。

圖3 增益疊加示意圖Fig.3 Schematic diagram of gain superposition

圖3給出了采用各級多峰值匹配法設計三級LNA時后兩級增益示意圖，LNA的工作頻帶為0～1 GHz。

這種方法將寬帶LNA設計分解為幾個帶寬相對較窄的單級LNA的設計，一方面降低了設計的難度；另一方面，極大地降低了理論與實際測試之間的偏差，從而極大降低研發(fā)成本。但這種方法會損失一定的增益，所以較適用于增益設計有一定余度的多級LNA模塊。

3 電路設計與仿真

3.1 電路設計

本文給出LNA的設計目標為：工作頻帶為3.8～4.8 GHz，帶內增益大于35 dB,帶內平坦度小于5 dB,噪聲系數小于1 dB,輸入、輸出反射系數小于-10 dB,輸入阻抗與輸出阻抗均為50 Ω,采用3 V電源供電，工作電流小于50 mA。根據設計要求，LNA采用三級結構，前兩級采用Avago公司的ATF-551M4，第3級采用Avago公司的MGA-665P8。為滿足功耗要求，前兩級直流偏置均設置為3 V、15 mA，第3級設置為3 V、20 mA。

LNA電路圖如圖4所示。輸入端采用π型結構實現最小噪聲匹配。級間匹配分別使第2級和第3級FET管的最大增益頻點設置在4.1 GHz和4.5 GHz處。輸出端采用L型簡單結構使輸出阻抗匹配到50 Ω。電路中的并聯電感有匹配作用，還可以阻隔射頻信號泄漏至電源，因此在每個電感附近要靠近它安放一個接地電容以構成最短射頻信號通路。仿真得知前兩級FET管需要的源極反饋電感均為0.35 nH，第3級為0.1 nH。根據表1和表2中給出的寄生電感值，采用寬度為0.6 mm、長度為0.9 mm的微帶線加2個并聯的直徑為0.6 mm、長度為0.8 mm的過孔來實現0.35 nH的等效電感；采用焊盤下直接用1個直徑為0.6 mm、長度為0.8 mm的過孔接地來實現0.1 nH的等效電感。

圖4 LNA電路RF部分簡單結構圖Fig.4 Simple structure figure of the RF part of LNA circuit

3.2 電路仿真

仿真采用安捷倫公司的RF仿真軟件ADS2008。為了使仿真更接近實際情況，必須考慮分立元件和微帶線以及過孔的寄生效應，分立元件電阻、電感、電容均帶有寄生效應的器件模型。圖5給出了仿真所采用的帶有寄生效應的器件模型，適用于標稱值為5～56 Ω的電阻、0.5～2.2 nH的電感、0.2～2.2 pF的電容。微帶線和過孔均使用經ADS的layout進行電磁場仿真后的結果。

圖5 RF仿真中應用的電容、電感、電阻模型Fig.5 Model of capacitor, inductor and resistor applied in the RF simulation

LNA各參數的仿真結果如圖6所示，圖中分別給出了增益、噪聲系數、穩(wěn)定因子K、輸入端和輸出端反射系數S11和S22的仿真結果。由圖6(a)中的增益曲線發(fā)現，增益曲線在4.1 GHz和4.5 GHz附近有兩個峰值，與3.1節(jié)中所設計的兩個最大增益頻點基本一致。

4 測試結果

圖7為LNA模塊的實物照片，三級放大器面積為3.8 cm×1 cm。采用安捷倫噪聲分析儀(N8975A)測量LNA的增益和噪聲系數。圖8給出了測試結果，在3.8～4.8 GHz范圍內噪聲系數為0.95～1 dB,增益為36～41 dB(注：噪聲儀的最大增益為40 dB,故增益大于40 dB處顯示為直線。增益大于40 dB處采用頻譜儀掃頻測量增益值，發(fā)現在4.06 GHz和4.62 GHz處有兩個峰值，增益分別為40.9 dB和40.5 dB)。采用安捷倫網絡分析儀(E5230A)測得輸入、輸出反射系數在工作頻帶內均小于-10 dB。可以發(fā)現，實驗測試結果與仿真基本保持一致。

圖7 LNA照片Fig.7 Photo of designed LNA

圖8 噪聲分析儀測量結果Fig.8 Test result by noise analyser

5 結 論

本文給出了LNA設計中所需要的關鍵理論的推導，提出了一種適用于多級寬帶LNA模塊設計的各級多峰值匹配方法,并根據文中的理論和新匹配方法設計制作了一款LNA，實驗測試結果與仿真結果基本一致，從而證明了理論推導的正確性和各級多峰值匹配方法的實用性。盡可能多的考慮實際電路中存在的各種寄生效應進行仿真，采用與實際情況相符更好的匹配方法，能夠降低理論與實際電路之間的偏差，降低調試周期，增加產品成品率，從而降低研發(fā)成本。

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