共面波導(dǎo)饋電的多模天線設(shè)計*

(空軍工程大學(xué) 導(dǎo)彈學(xué)院，陜西 三原 713800)

1 引 言

多模天線指的是一個天線可以工作在不同的工作模式，進(jìn)而實現(xiàn)不同的功能，對于通信設(shè)備小型化、降低設(shè)計成本以及解決天線之間的電磁兼容問題有著廣泛的應(yīng)用前景[1-8]。

文獻(xiàn)[1]中提出了一種耦合漸變橫線天線，通過兩種工作模式實現(xiàn)了和差波束，然而，文章僅僅是采用矩量法進(jìn)行了分析，并沒有實現(xiàn)工程上的應(yīng)用。文獻(xiàn)[2]中設(shè)計了一種新型的轉(zhuǎn)換電路，該電路可以實現(xiàn)同軸線激勵耦合槽線模式，通過給縫隙天線陣饋電，使天線工作在兩種模式下，進(jìn)而實現(xiàn)一個天線完成兩個功能。之后，E.Gschwendtner運用這種新型的轉(zhuǎn)換電路給四臂螺旋天線饋電[3]，如果工作在耦合槽線模式下，該天線可以與衛(wèi)星通信；如果工作在共面波導(dǎo)模式下，該天線可以與地面通信，而且，這兩個工作模式不僅可以單獨工作，還可以同時工作而互不影響。因此，共面波導(dǎo)饋電多模天線的研究有著重要的意義。

本文設(shè)計了一個耦合漸變槽線天線，該天線可以工作在共面波導(dǎo)和耦合槽線兩種模式下，并分別產(chǎn)生“和”/“差”兩種截然的波形。本文重點對該天線的饋源部分進(jìn)行研究。

2 天線結(jié)構(gòu)

2.1 輻射部分

為了實現(xiàn)寬帶的要求，對文獻(xiàn)[1]提出的耦合漸變開槽天線進(jìn)行了改進(jìn)，把天線部分由線性漸變開槽改成指數(shù)漸變開槽的形式。因此，本文提出了指數(shù)漸變的CTSA天線，其幾何結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 輻射部分的結(jié)構(gòu)圖 Fig.1 Geometry of the radiated part

本文對開槽漸變天線采用指數(shù)漸變的形式，在圖1中所示的坐標(biāo)系下，y2-y1隨x滿足指數(shù)變化規(guī)律，假設(shè)上半空間的曲線為函數(shù)f(x)，則有：

ax+b-f(x)=c+ekx

(1)

式中，參數(shù)a、b由過點(0,1.8)和點(100,25)的直線方程的求出，參數(shù)c、k通過條件f(0)=1.5、f(100)=0求出。點(0,1.8)是通過與饋源尺寸相同得出的。所以得出：

f(x)=0.232x+e0.316x+0.5

(2)

以上設(shè)計天線的中心頻率為6 GHz，其波長為50 mm，天線的各項參數(shù)處于設(shè)計準(zhǔn)則的邊緣，主要是出于天線小型化的考慮。

2.2 饋源部分

本文設(shè)計的饋源結(jié)構(gòu)如圖2所示，采用低成本的FR4介質(zhì)板，其介電常數(shù)為4.4，高度為1.6 mm；對于端口1與端口2均采用特性阻抗50 Ω的共面波導(dǎo)傳輸線，因此取中心導(dǎo)帶寬度S=3.0 mm，兩端縫隙寬度G=0.3 mm。其它參數(shù)如圖2所示，L1=10 mm，L2=10 mm，L3=6 mm，G2=0.8 mm；為了增加端口2的耦合強(qiáng)度，采用了與中心導(dǎo)帶寬度S1相同的金屬片來設(shè)計空氣橋結(jié)構(gòu)，并設(shè)計兩個空氣橋高于介質(zhì)板為1.6 mm，兩個空氣橋之間相距為iso_L，根據(jù)文獻(xiàn)[2,3]中所述，端口2的工作帶寬可以由iso_L來決定，通常會選取iso_L=λCSL/4，其中λCSL表示共面波導(dǎo)中耦合槽線模式的波長，而對于耦合槽線模式的波長并沒有直接公式可以使用，于是，運用傳輸線仿真軟件TxLine2003來計算槽線的波長作為參考，可以求得，iso_L=10 mm對應(yīng)用槽線在5.5 GHz時的四分之一波長。接下來通過分析變量S1對轉(zhuǎn)換電路特性的影響，本文選取變量S1=3 mm。

圖2 饋電部分的結(jié)構(gòu)圖 Fig.2 Geometry of the fed-in network

2.3 整體結(jié)構(gòu)

把前面設(shè)計的輻射部分與饋源部分連接，其天線的整體結(jié)構(gòu)如圖3所示，各部分的幾何尺寸與前面所述一致。圖4給出了天線的加工實物圖。

圖3 天線的整體結(jié)構(gòu)圖 Fig.3 Geometry of the whole antenna

4 天線的實物圖 Fig.4 Fabrication of the antenna

3 仿真和測試結(jié)果

圖5給出了端口1(差端口)的回波損耗曲線對比圖，測試結(jié)果與仿真結(jié)果吻合較好。從仿真結(jié)果可以看出，對于端口1，從5.0 GHz以后，該天線在較寬的頻帶內(nèi)回波損耗均小于-10 dB，而測試的回波損耗在個別頻率點上大于-10 dB。分析原因是，該天線雖然可以看作是兩個開槽天線，但是彼此距離較近，不能簡單地采用單個開槽天線的設(shè)計經(jīng)驗進(jìn)行設(shè)計。同時，由于兩個空氣橋的寄生效應(yīng)以及焊接工藝粗糙等因素，使原本超寬帶天線在個別頻點上性能被惡化了。

圖5 端口1的回波損耗曲線的對比圖Fig.5 Comparison of S11 at port 1in measured and simulated results

圖6給出了端口2(和端口)的回波損耗曲線的對比圖，測試結(jié)果與仿真結(jié)果吻合較好。從圖中可以看出，端口2從5.8～7.7 GHz的回波損耗均小于-10 dB。兩個端口頻率特性不同，主要是由于端口1屬于寬頻帶的開槽天線，而端口2工作頻帶較窄，主要是由共面波導(dǎo)模式轉(zhuǎn)耦合槽線模式的轉(zhuǎn)換電路所限制。

圖6 端口2的回波損耗曲線的對比圖Fig.6 Comparison of S22at port 2 in measured and simulated results

圖7給出了天線分別工作于5 GHz、7 GHz和9 GHz時，端口1給天線饋電時天線的遠(yuǎn)場方向圖。從圖可以看出，天線的遠(yuǎn)場方向圖為“差”波束形式，該波束在天線輻射方向上具有-20 dB的零深，并且隨著工作頻率的增加，兩個波瓣逐漸靠近，旁瓣電平逐漸降低，方向性更加明顯。

圖7 端口1工作時，天線的遠(yuǎn)場方向圖Fig.7 Radiation pattern when fed in port 1

圖8給出了天線分別工作于6 GHz和7.5 GHz時，端口2給天線饋電時天線的遠(yuǎn)場方向圖。從圖可以看出，天線的遠(yuǎn)場方向圖為“和”波束形式，該波束在最大輻射上均具有較好的極化純度，交叉極化電平小-25 dB，但是，對于“和”波束，天線輻射方向圖存在明顯的不對稱性，這主要是由于饋電部分的不對稱性引起的。

圖8 端口2工作時，天線遠(yuǎn)場方向圖 Fig.8 Radiation pattern when fed in port 2

圖9 天線的峰值增益 Fig.9 Gain of the antenna

圖9給出了工作于不同狀態(tài)時，天線峰值增益隨頻率變化的曲線。從圖中可以看出，“差”波束的峰值增益大于6 dB，“和”波束的峰值增益變化較大，主要是受限于轉(zhuǎn)換電路的影響，在5～7.5 GHz的頻率范圍內(nèi)，“和”波束具有較穩(wěn)定的增益。分析天線增益較低的原因：一是由于轉(zhuǎn)換電路的傳輸損耗，二是耦合槽線模式在傳輸進(jìn)程的損耗，三是采用了高損耗的介質(zhì)板。

4 結(jié) 論

與大多數(shù)共面波導(dǎo)饋電天線不同，本文設(shè)計的天線可以工作在共面波導(dǎo)和耦合槽線兩種模式下，并分別產(chǎn)生兩個互補(bǔ)的遠(yuǎn)場方向圖；其中，鑒于耦合槽線模式的不平衡特性，由同軸線直接產(chǎn)生該模式比較困難，設(shè)計了一種三端口轉(zhuǎn)換電路作為天線的饋電網(wǎng)絡(luò)，其中兩個端口為輸入端口，兩個輸入端口工作時可以在輸出端口激勵起共面波導(dǎo)模式和耦合槽線模式，另一個端口連接天線輻射部分。

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