基于模糊控制MPPT的單相光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)

凌六一

(安徽理工大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院，安徽 淮南232001)

能源短缺和環(huán)境污染己成為制約人類社會可持續(xù)發(fā)展的兩大重要因素，大力發(fā)展新的可替代能源己成為當(dāng)務(wù)之急。光伏發(fā)電作為一種新的電能生產(chǎn)方式，以其無污染、安全、資源豐富、分布廣泛等特點顯示出廣闊的發(fā)展空間和應(yīng)用前景。為了充分提高光伏發(fā)電系統(tǒng)的能量轉(zhuǎn)化效率，必須采用適當(dāng)?shù)淖畲蠊β庶c跟蹤MPPT(Maximum Power Point Tracking)算法控制光伏發(fā)電變換器，使系統(tǒng)保持運行在光伏陣列最大功率點附近。常用的光伏陣列最大功率點跟蹤算法包括固定電壓法[1]、擾動觀察法[1-3]、爬山法[4]和導(dǎo)納增量法[5]等，但這些方法在實際使用中存在不同的缺點，跟蹤效果不理想、硬件實現(xiàn)復(fù)雜。由于光伏陣列具體的數(shù)學(xué)模型不明確，無法掌握環(huán)境溫度和日照強度的變化規(guī)律，使得跟蹤系統(tǒng)存在較高的復(fù)雜性和模糊性。為此，本系統(tǒng)運用模糊自尋優(yōu)方法來實現(xiàn)光伏陣列最大功率點的跟蹤。

1 光伏電池特性

目前光伏系統(tǒng)中使用的太陽能電池多為硅太陽電池，參考文獻(xiàn)[6]給出了其輸出電壓、電流的關(guān)系方程：

式中，IL為光生電流；IO為反向飽和電流；q為單位電荷(1.6×10-19)；A為理想因子， 一般介于 1～2之間；K為波爾茲曼常數(shù) (1.38×10-23)；T為光伏電池溫度；U為光伏電池輸出電壓；Rs為光伏電池等效串聯(lián)電阻；Rsh為光伏電池等效并聯(lián)電阻。

光伏電池陣列輸出具有明顯的非線性特征，圖1所示為光伏電池的輸出功率-電壓(P-U)曲線。由圖1可見，光伏電池輸出功率受光照強度S及電池溫度的影響較大。當(dāng)光照強度增加時，電池開路輸出電壓變化不大，短路電流明顯增加，最大輸出功率增加；當(dāng)溫度增加時，電池開路輸出電壓下降，短路電流略有增加，最大輸出功率減小。在一定的光照強度和電池溫度下，光伏電池在某點輸出電壓上，可使其輸出功率達(dá)到最大值，這點就是光伏電池的最大功率點(對應(yīng)P-U曲線的最高點)。

2 光伏發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)組成與功能實現(xiàn)

光伏發(fā)電系統(tǒng)主要由DC-DC(Boost升壓電路)和DCAC兩級變換器構(gòu)成，整個系統(tǒng)的控制核心采用浮點型DSP控制器 TMS320F28335，如圖2所示。其中，Boost升壓電路主要是提高光伏電池陣列的功率轉(zhuǎn)化效率，對光伏電池陣列進(jìn)行最大功率點跟蹤，并且把光伏電池陣列輸出的電壓提升為能滿足逆變并網(wǎng)要求的直流母線電壓。DC-AC逆變器在SPWM信號驅(qū)動下完成將直流電逆變成與電網(wǎng)電壓同幅同頻的單相交流電，使并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同相位，提高了功率因數(shù)。

2.1 模糊控制的MPPT實現(xiàn)

由圖1可見，在不同的溫度和光照強度下，光伏電池最大輸出功率的位置是不同的。當(dāng)光伏電池工作在最大功率點左側(cè)時，控制系統(tǒng)應(yīng)增大光伏電池的輸出電壓；而當(dāng)工作在最大功率點右側(cè)時，反而要減小光伏電池的輸出電壓。因此，控制系統(tǒng)需不斷檢測并判斷輸出功率的變化，以調(diào)整光伏電池的輸出電壓，從而使其工作點不斷向最大功率點移動。可見，實現(xiàn)MPPT的實質(zhì)為動態(tài)自尋優(yōu)過程，其控制策略為實時檢測光伏陣列的輸出功率，采用一定的控制算法預(yù)測當(dāng)前情況下光伏電池可能的最大功率輸出，通過改變光伏電池的輸出電壓來滿足最大功率輸出的要求。為此采用了圖3所示的Boost升壓變換電路。

Boost升壓變換電路輸入電壓與輸出電壓之間的關(guān)系為：

圖3中的負(fù)載RL實際為蓄電池，因此Uo的值就被鉗制為蓄電池兩端的電壓。由式(2)可知，當(dāng)改變PWM占空比D時，Ui則跟著變化且與D成反比。所以，通過控制D就能找到最大功率點所對應(yīng)的電壓Ui，從而使光伏電池輸出最大功率。

由于光伏陣列具體的數(shù)學(xué)模型不明確，無法掌握環(huán)境溫度和日照強度的變化規(guī)律。因此，系統(tǒng)存在較大的復(fù)雜性和模糊性，在此運用模糊自尋優(yōu)方法來實現(xiàn)最大功率點的跟蹤。

2.1.1 確定模糊控制器輸入輸出

由式(1)可知，輸出功率隨輸出電壓的變化率 dP/dU是輸出電壓U的單調(diào)函數(shù)，當(dāng)輸出電壓U變化時，dP/dU也隨著變化，在最大功率點上dP/dU為0。當(dāng)輸出電壓U不同時，dP/dU的大小和變化率也不同。因此，可根據(jù)dP/dU的大小和變化率調(diào)節(jié)PWM的占空比D。所以，將式(3)中的e(n)和 Δe(n)作為模糊控制器的兩個輸入；將PWM占空比D的變化量ΔD(n)作為模糊控制器的輸出。 e(n)、Δe(n)和 ΔD(n)分別為：

式中，Pn、Un分別為 n時刻光伏電池的輸出功率和輸出電壓；D(n)為n時刻的PWM占空比。

2.1.2 確定模糊集和隸屬度函數(shù)

將e(n)和Δe(n)的模糊語言變量定義為 7個模糊子集 ，即 e(n)，Δe(n)＝{NB，NM，NS，ZO，PS，PM，PB}，對 應(yīng)的論域為{-6，-5，-4，-3，-2，-1，0，1，2，3，4，5，6}；將ΔD(n)模糊語言變量定義為 5個模糊子集，即 ΔD(n)＝{NB，NS，ZO，PS，PB}，對應(yīng)的論域為{-10，-6，-3，0，3，6，10}， 其 中 NB、NM、NS、ZO、PS、PM、PB 分 別 表示 負(fù)大、負(fù)中、負(fù)小、零、正小、正中和正大。

由于隸屬函數(shù)曲線的形狀越尖，相應(yīng)模糊集合分辨率越高，控制靈敏度也越高。同時為了使模糊化算法簡單，提高控制實時性，模糊集合的隸屬函數(shù)取為三角形對稱分布，如圖4所示。

2.1.3 確定模糊控制規(guī)則

制定模糊控制規(guī)則遵循的基本原則：當(dāng)誤差大或較大時，控制量輸出以盡快消除誤差為主；當(dāng)誤差較小時，控制量輸出要注意防止產(chǎn)生超調(diào)，以系統(tǒng)的穩(wěn)定性為主。模糊控制規(guī)則應(yīng)用IF-AND-THEN規(guī)則，模糊控制規(guī)則如表1所示。

對于給定e(n)和Δe(n)，模糊控制器通過Mamdani極大極小值推理法進(jìn)行推理得到ΔD(n)，解模糊采用加權(quán)平均法，加權(quán)因子取為組成模糊控制向量的元素自身的隸屬度。

表1 求解ΔD(n)的模糊控制規(guī)則

2.2 逆變并網(wǎng)實現(xiàn)

光伏發(fā)電并網(wǎng)系統(tǒng)要求逆變器的輸出波形為正弦波，輸出電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，因此其控制策略與一般獨立的電壓型逆變器的控制策略有所不同，需考慮頻率、相位跟蹤問題。本系統(tǒng)采用的DC-AC逆變主電路采用全橋結(jié)構(gòu)，輸出經(jīng)濾波后為220 V/50 Hz的工頻交流電，如圖5所示。

2.2.1 SPWM波形的生成

正弦脈寬調(diào)制(SPWM)作為一種常用的調(diào)制技術(shù)被廣泛應(yīng)用于逆變電路中，本系統(tǒng)采用雙極性SPWM調(diào)制來實現(xiàn)DC-AC變換。對于圖5中的開關(guān)管，要求VT1、VT4和VT2、VT3輪流導(dǎo)通，因此只需兩路成互補SPWM波即可。為此，利用TMS320F28335的ePWM模塊中的ePWM1來產(chǎn)生兩路互補對稱的SPWM波，分別從ePWM1A和ePWM1B腳輸出，同時還可實現(xiàn)死區(qū)控制，避免上下兩管同時導(dǎo)通。具體波形產(chǎn)生過程為：設(shè)置ePWM1的時基計數(shù)器為連續(xù)增減方式，計數(shù)周期為載波周期的1/2。在計數(shù)的過程中，比較寄存器 CMPA(和CMPB)與計數(shù)值不斷比較，當(dāng)數(shù)值匹配時，ePWM1A(和 ePWM1B)引腳電平翻轉(zhuǎn)，由于在增計數(shù)和減計數(shù)過程中數(shù)值匹配分別發(fā)生1次，即在1個周期內(nèi)翻轉(zhuǎn) 2次，所以產(chǎn)生對稱的PWM波形。只要在每個PWM周期根據(jù)在線計算改寫比較寄存器的值，就可實時改變脈沖占空比，從而形成完整的SPWM波。其中，比較寄存器內(nèi)容實時更新的公式為：

式中，Tc為載波周期；M為調(diào)制比；N為載波頻率與輸出正弦波頻率的比值。

2.2.2 頻率跟蹤與相位同步實現(xiàn)

標(biāo)準(zhǔn)的電網(wǎng)頻率為50 Hz，通常情況下，實際頻率會有小范圍的波動。對此，必須采取措施控制光伏并網(wǎng)系統(tǒng)輸出電流，使其對電網(wǎng)電壓進(jìn)行頻率跟蹤和相位同步。本系統(tǒng)采用軟件鎖相實現(xiàn)對同步的要求。

實現(xiàn)頻率跟蹤，首先要檢測電網(wǎng)的工作頻率?？蓪㈦娋W(wǎng)電壓通過過零比較電路，變成與之同相位的方波信號，作為TMS320F28335捕獲單元ECAP1的捕獲事件，連續(xù)2次捕獲時的計數(shù)差值就是被測電網(wǎng)電壓信號的周期值。然后，在下一個SPWM周期，更新N與比較寄存器CMP的值，使逆變器輸出與電網(wǎng)同頻的正弦波形?？紤]到逆變器后級濾波器的設(shè)計，Tc固定不變，因此，N隨電網(wǎng)頻率的變化而變化。

要實現(xiàn)相位同步，可再將逆變器的輸出通過過零比較變成方波后，作為捕獲單元ECAP2的捕獲事件，通過計算ECAP2、ECAP1相鄰2次捕獲時的計數(shù)差值，得到的就是兩者信號的相位差，然后根據(jù)此值去調(diào)整比較寄存器首個數(shù)據(jù)的位置，即調(diào)整正弦波形輸出的起點，最終使逆變器輸出與電網(wǎng)同相位。

3 實驗結(jié)果

根據(jù)圖2的系統(tǒng)組成結(jié)構(gòu)圖，設(shè)計了系統(tǒng)的硬件并進(jìn)行相應(yīng)的算法驗證。實驗采用了160 V/480 W的光伏電池陣列、396 V/40 Ah的蓄電池組，用1臺小型電機作為負(fù)載。TMS320F28335的工作頻率為150 MHz，載波頻率為30 kHz，濾波器采用雙∏型，測得流過負(fù)載兩端的電流波形如圖6所示，可以看出頻率和相位跟蹤效果較為理想。另外，在光照強度為750 W/m2、溫度25℃的環(huán)境下，通過實測光伏電池輸出功率，基本上維持在最大功率點附近。

在MPPT控制環(huán)節(jié)，由于光伏電池具有非線性、時變性和數(shù)學(xué)模型不確定性，這對光伏發(fā)電控制系統(tǒng)的能量轉(zhuǎn)換效率和穩(wěn)定性都是個難題，而運用模糊理論實現(xiàn)光伏發(fā)電系統(tǒng)的MPPT控制，很好地彌補了這一不足，使系統(tǒng)具有較強的魯棒性，在外界環(huán)境劇烈變化的情況下仍然可以快速跟蹤光伏電池的最大功率點，并能克服最大功率點附近的功率振蕩現(xiàn)象。在逆變并網(wǎng)環(huán)節(jié)，采用軟件鎖相技術(shù)實現(xiàn)頻率和相位跟蹤，簡化了系統(tǒng)的硬件設(shè)計，提高了系統(tǒng)的工作可靠性。

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