超聲相控陣系統(tǒng)中高精度相控發(fā)射和相控信號(hào)并行處理的實(shí)現(xiàn)

孔 超,魏 恭,師芳芳,蔡慧智

(1.中科院聲學(xué)研究所,北京 100190;2.空軍駐綿陽(yáng)地區(qū)軍事代表室,綿陽(yáng) 621104;3.中科院聲學(xué)研究所聲場(chǎng)聲信息國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,北京 100190)

超聲相控陣檢測(cè)技術(shù)是近幾年來(lái)超聲無(wú)損檢測(cè)領(lǐng)域發(fā)展起來(lái)的一項(xiàng)新技術(shù)。在超聲相控陣檢測(cè)系統(tǒng)中,為了獲得被檢物體的清晰實(shí)時(shí)成像,需要對(duì)換能器各陣元發(fā)射和接收相位進(jìn)行精確控制以及對(duì)多路相控回波信號(hào)進(jìn)行實(shí)時(shí)處理。目前,相控發(fā)射電路大多采用CPLD+模擬延遲線(如LC網(wǎng)絡(luò))的結(jié)構(gòu)來(lái)獲得較高的相控發(fā)射精度,但該種方式需要采用LC網(wǎng)絡(luò),其電氣參數(shù)難以穩(wěn)定且抗干擾能力差,并且由于延遲線的調(diào)整需要采用多通道示波器來(lái)手動(dòng)實(shí)現(xiàn),延時(shí)量改變起來(lái)非常繁瑣;常見(jiàn)的超聲相控陣檢測(cè)系統(tǒng)均采用DSP作為信號(hào)處理器,由于DSP本身的通信帶寬和處理能力有限,難以實(shí)現(xiàn)多路相控回波信號(hào)的實(shí)時(shí)通信及處理;另外,目前常見(jiàn)的相控接收電路大多采用模擬電路來(lái)實(shí)現(xiàn),電路結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜。基于上述問(wèn)題,筆者提出了一種基于FPGA的高精度相控發(fā)射和相控信號(hào)并行處理的實(shí)現(xiàn)方式。

1 超聲相控發(fā)射與相控信號(hào)處理的基本原理

1.1 超聲相控發(fā)射的基本原理[1]

超聲相控發(fā)射是通過(guò)分別調(diào)整陣列換能器中各陣元的發(fā)射相位(延時(shí)),使得各陣元發(fā)射的超聲子波束在空間疊加合成,形成所需的聲束聚焦,如圖1所示。

圖1 超聲相控發(fā)射聚焦示意圖

從圖1中可以看出,陣列換能器各陣元的激勵(lì)時(shí)序是兩端陣元先激勵(lì),逐漸向中間陣元加大延遲,使得合成的波陣面指向同一個(gè)曲率中心P,這就是發(fā)射相控聚焦。對(duì)于聲束的旁瓣聲壓,文獻(xiàn)[2]中表明,延時(shí)量化誤差產(chǎn)生離散的誤差旁瓣,從而降低超聲成像動(dòng)態(tài)范圍,其均方根(RMS)延時(shí)量化誤差與主瓣幅值之比為：

1.2 超聲相控信號(hào)處理的基本原理

超聲相控信號(hào)處理是利用數(shù)字信號(hào)處理技術(shù),對(duì)多路相控回波信號(hào)進(jìn)行處理來(lái)獲得探傷結(jié)果。多路超聲相控信號(hào)的處理包括以下過(guò)程：①首先對(duì)回波信號(hào)進(jìn)行帶通濾波,用來(lái)濾除信號(hào)的噪聲。②相控包括發(fā)射相控和接收相控,發(fā)射相控是通過(guò)發(fā)射電路來(lái)實(shí)現(xiàn)的,而接收相控是發(fā)射相控的逆過(guò)程,是利用數(shù)字信號(hào)處理技術(shù),通過(guò)對(duì)回波信號(hào)的延時(shí)補(bǔ)償來(lái)實(shí)現(xiàn)的;由于發(fā)射的延時(shí)精度通常都很高,而回波信號(hào)的采集速率無(wú)法與之匹配,因而為了實(shí)現(xiàn)高精度的延時(shí)補(bǔ)償,通常首先對(duì)回波信號(hào)進(jìn)行有效插值,然后再進(jìn)行延時(shí)補(bǔ)償,詳見(jiàn)文中第3.2節(jié)。③在對(duì)多路相控回波信號(hào)進(jìn)行延時(shí)補(bǔ)償后,需要對(duì)多路回波信號(hào)進(jìn)行疊加來(lái)提高探測(cè)精度。④對(duì)疊加后的信號(hào)進(jìn)行包絡(luò)提取。⑤對(duì)提取的包絡(luò)進(jìn)行閾值處理,來(lái)獲得探傷結(jié)果。超聲相控陣信號(hào)處理的原理如圖2所示。其中,相控回波信號(hào)的路數(shù)取決于換能器陣列的動(dòng)態(tài)陣元數(shù)。

2 超聲相控陣系統(tǒng)的設(shè)計(jì)思想及關(guān)鍵參數(shù)選擇

2.1 設(shè)計(jì)思想[2-5]

超聲相控陣系統(tǒng)具有兩個(gè)特點(diǎn),即超聲相控的發(fā)射延時(shí)精度要控制在納秒級(jí),以及多路相控信號(hào)的采集和處理需要很高的吞吐量。也就是說(shuō),該系統(tǒng)涉及到高精度的時(shí)序控制、高速的通信和處理能力的問(wèn)題。隨著現(xiàn)代集成電路的發(fā)展,一些高端的FPGA可設(shè)計(jì)出高達(dá)550MHz的高速計(jì)數(shù)器,并且擁有豐富的高速I/O引腳資源和DSP硬核資源等,可以提供高精度的延時(shí)控制以及高速的通信與處理能力,特別適合于文中所述系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。

基于FPGA的超聲相控陣系統(tǒng)設(shè)計(jì)的基本思想是：第一,利用FPGA豐富的I/O引腳資源和高速計(jì)數(shù)器,通過(guò)開(kāi)關(guān)矩陣與FPGA相結(jié)合,來(lái)實(shí)現(xiàn)換能器陣列的發(fā)射波束的自動(dòng)偏轉(zhuǎn)和聚焦深度的自動(dòng)改變。第二,利用FPGA豐富的高速I/O引腳資源和DSP硬核資源,采用AD芯片與FPGA相組合,來(lái)實(shí)現(xiàn)多路信號(hào)的實(shí)時(shí)采集和并行信號(hào)處理,獲得探傷結(jié)果,最終將探傷結(jié)果和處理結(jié)果實(shí)時(shí)上傳至上位機(jī)進(jìn)行成像,這種方法大大減小了多路采樣數(shù)據(jù)給系統(tǒng)帶來(lái)的通信壓力,特別適合超聲相控陣系統(tǒng)。第三,上位機(jī)通過(guò)向FPGA傳送控制參數(shù),實(shí)現(xiàn)整個(gè)系統(tǒng)的控制?；贔PGA的超聲相控陣系統(tǒng)的設(shè)計(jì)如圖3所示。

圖3 基于FPGA的超聲相控系統(tǒng)設(shè)計(jì)的原理框圖

2.2 關(guān)鍵參數(shù)與器件選擇

2.2.1 動(dòng)態(tài)陣元數(shù)[6-10]

在超聲相控陣系統(tǒng)中,換能器陣列的動(dòng)態(tài)陣元數(shù)越少,對(duì)應(yīng)的發(fā)射聲束的能量就越小,回波信號(hào)越弱,探測(cè)精度越低;動(dòng)態(tài)陣元數(shù)越多,對(duì)應(yīng)的聚焦性能就會(huì)變差,探測(cè)效果也不好。因此需要對(duì)動(dòng)態(tài)陣元數(shù)作折衷處理,通常取16。

2.2.2 FPGA的選擇

在系統(tǒng)中,由于FPGA中的計(jì)數(shù)器模塊要工作在較高時(shí)鐘頻率下,并且要有豐富的DSP硬核資源以及較多的高速I/O接口資源,因此,筆者選擇了Xilinx公司的高端FPGA(XC5VSX95T)。其計(jì)數(shù)器模塊可工作在 550MHz,具有多達(dá) 640個(gè)DSP48E硬核和320個(gè)高速差分對(duì)引腳,可以滿足系統(tǒng)要求以及未來(lái)的算法擴(kuò)展。

3 基于FPGA的超聲相控發(fā)射與相控信號(hào)處理的實(shí)現(xiàn)

FPGA中的邏輯設(shè)計(jì)的模塊劃分如圖4所示。其中,初始化寄存器接口模塊用于實(shí)現(xiàn)上位機(jī)在系統(tǒng)上電時(shí)對(duì)FPGA的初始化;掃描切換控制模塊用于實(shí)現(xiàn)相控陣的選路,從而實(shí)現(xiàn)波束的偏轉(zhuǎn);高精度相控發(fā)射模塊用于在選路完成后實(shí)現(xiàn)多個(gè)陣元的延時(shí)發(fā)射,從而實(shí)現(xiàn)聚焦深度的控制;16路A/D接口模塊用于將16路A/D采集的高速串行LVDS數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為并行數(shù)據(jù)(16bits),并保存在緩存中;16路相控回波并行處理模塊用于從緩存中取出16路回波信號(hào)的采集數(shù)據(jù),并對(duì)16路回波信號(hào)進(jìn)行并行信號(hào)處理,獲得探傷結(jié)果;結(jié)果上傳模塊用于將處理結(jié)果和探傷結(jié)果上傳至上位機(jī)。

3.1 高精度相控發(fā)射模塊

圖4 FPGA中的邏輯設(shè)計(jì)的模塊劃分

單路高精度相控發(fā)射模塊的結(jié)構(gòu)框圖如圖5所示。從圖中可以看出,單路高精度相控發(fā)射模塊是由一個(gè)高速計(jì)數(shù)器,一個(gè)高速同步大于比較器和一個(gè)高速同步小于比較器以及一個(gè)與門組成。整個(gè)模塊的工作時(shí)鐘CLK為500MHz;高速計(jì)數(shù)器的清零信號(hào)CLR為發(fā)射重復(fù)頻率(5kHz)下的單脈沖信號(hào),用來(lái)在每次發(fā)射前使計(jì)數(shù)器清零;延時(shí)長(zhǎng)度和發(fā)射脈寬的值是通過(guò)上位機(jī)初始化時(shí)設(shè)置在寄存器之中的。當(dāng)計(jì)數(shù)器的輸出值在(延時(shí)長(zhǎng)度,延時(shí)長(zhǎng)度+發(fā)射脈寬)之間時(shí),模塊輸出為1;其它時(shí)刻模塊輸出為0,從而獲得一個(gè)具有2ns精度的延時(shí)和固定寬度的激勵(lì)脈沖Q[i]。

圖5 單路高精度相控發(fā)射模塊的結(jié)構(gòu)框圖

3.2 16路相控回波信號(hào)并行處理模塊

16路相控回波信號(hào)并行處理模塊實(shí)現(xiàn)的結(jié)構(gòu)框圖如圖6所示。各個(gè)模塊的功能如下：

(1)FIFO模塊 用于實(shí)現(xiàn)16路A/D采集的相控回波信號(hào)的緩沖,信號(hào)位寬為16位;為了防止數(shù)據(jù)流的擁塞,信號(hào)并行處理模塊讀FIFO的時(shí)鐘頻率要大于A/D寫FIFO的時(shí)鐘頻率。在本系統(tǒng)中,由于A/D采集的工作時(shí)鐘為100MHz,則信號(hào)并行處理模塊的工作時(shí)鐘為125MHz。

(2)FIR模塊 用于濾除回波信號(hào)中的噪聲,它為33階FIR帶通濾波器,采用窗函數(shù)法(凱澤窗)設(shè)計(jì),由于陣列換能器的中心頻率為5MHz,則FIR模塊的通帶范圍為3.5～6.5 MHz。

圖6 16路相控回波信號(hào)并行處理模塊的子模塊框圖

(3)高精度相控接收的實(shí)現(xiàn) 由于相控陣的發(fā)射延時(shí)精度為2 ns,則要直接實(shí)現(xiàn)高精度相控接收,需要A/D工作在500 MHz;但是,這會(huì)帶來(lái)更大的數(shù)據(jù)量,并且在工程上也是沒(méi)有必要的。目前,A/D采樣的采樣時(shí)間精度為10 ns。為了實(shí)現(xiàn)高精度的相控接收,首先對(duì)延時(shí)補(bǔ)償表中的延時(shí)補(bǔ)償長(zhǎng)度對(duì)10 ns求商和取余數(shù),分別對(duì)應(yīng)10 ns延時(shí)個(gè)數(shù)(即延時(shí)因子)和2 ns延時(shí)個(gè)數(shù)(即插值因子);然后在利用插值因子對(duì)回波信號(hào)進(jìn)行插值后,再利用延時(shí)因子進(jìn)行延時(shí)補(bǔ)償。

插值模塊是利用插值因子來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)濾波后的信號(hào)進(jìn)行一階線性插值;由于插值模塊的工作時(shí)鐘為125 MHz,則直接采用組合邏輯來(lái)無(wú)法實(shí)現(xiàn),因而采用DSP48E硬核來(lái)實(shí)現(xiàn)。

延時(shí)補(bǔ)償模塊是利用延時(shí)因子對(duì)濾波后的信號(hào)進(jìn)行10 ns的延時(shí)補(bǔ)償,主要是通過(guò)計(jì)數(shù)器和數(shù)據(jù)緩沖FIFO來(lái)實(shí)現(xiàn)的。

(4)16路信號(hào)疊加模塊 用于對(duì)延時(shí)補(bǔ)償后的16路信號(hào)進(jìn)行疊加。由于16路信號(hào)疊加模塊的工作時(shí)鐘為125 MHz,則直接采用組合邏輯,無(wú)法實(shí)現(xiàn)如此高速的16路信號(hào)疊加,因而,需要通過(guò)調(diào)用DSP48E硬核資源來(lái)實(shí)現(xiàn);每個(gè)DSP48E僅可實(shí)現(xiàn)4路信號(hào)疊加,則16路信號(hào)需要兩級(jí)疊加,共占用5個(gè)DSP48E硬核。

(6)取包絡(luò)模塊 它是利用離散希爾伯特變換的方法對(duì)16路疊加后的信號(hào)進(jìn)行取包絡(luò),離散希爾伯特變換采用35階FIR濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)。

(7)報(bào)警模塊 用于對(duì)提取的包絡(luò)進(jìn)行一系列閾值處理(閾值由上位機(jī)加載)來(lái)獲得報(bào)警結(jié)果;報(bào)警結(jié)果和處理結(jié)果保存在較大緩存中供上位機(jī)來(lái)讀取。

4 實(shí)測(cè)結(jié)果[11-13]

利用設(shè)計(jì)完成的超聲相控陣系統(tǒng)進(jìn)行缺陷檢測(cè),其中,相控陣探頭中心頻率為3.5 MHz,檢測(cè)試樣為帶有人工缺陷橫向裂紋的鋼管,裂紋寬度為2 mm。在上位機(jī)軟件中,檢測(cè)試樣可以被實(shí)時(shí)成像;另外,檢測(cè)試樣在上位機(jī)中(目前,換能器陣列僅覆蓋120°圓周,B掃界面僅對(duì)1/3圓周成像)的顯示如圖7所示。從圖中可以看出,鋼管中的橫向裂紋成像(箭頭指向的位置)非常清晰;另外,裂紋下方可以清晰地看到下表面回波。

圖7 上位機(jī)軟件及實(shí)際檢測(cè)結(jié)果

也就是說(shuō),利用設(shè)計(jì)的超聲相控陣系統(tǒng),可以對(duì)被檢物體進(jìn)行實(shí)時(shí)和清晰的成像。

5 結(jié)語(yǔ)

提出了一種基于FPGA的超聲相控陣系統(tǒng)中高精度相控發(fā)射和相控信號(hào)并行處理的實(shí)現(xiàn)方式。相控發(fā)射電路采用FPGA中的高速計(jì)數(shù)器來(lái)實(shí)現(xiàn),可以獲得高達(dá) 2 ns的延時(shí)精度,相對(duì)于傳統(tǒng)的CPLD+延遲線結(jié)構(gòu),實(shí)現(xiàn)起來(lái)更加簡(jiǎn)單;另外,利用FPGA中的高速I/O引腳以及DSP硬核資源來(lái)實(shí)現(xiàn)16路回波信號(hào)的實(shí)時(shí)采集和全并行信號(hào)處理,取代了傳統(tǒng)的DSP芯片,提高了系統(tǒng)的實(shí)時(shí)性;在FPGA中采用首先插值然后延時(shí)補(bǔ)償?shù)姆椒▽?shí)現(xiàn)了高精度的相控接收,取代了傳統(tǒng)的模擬電路的方式。實(shí)測(cè)結(jié)果表明,利用文中所述的方式可以較好地對(duì)鋼管的缺陷進(jìn)行實(shí)時(shí)和清晰的成像。

[1]鮑曉宇,施克仁,陳以方.超聲相控陣系統(tǒng)中高精度相控發(fā)射的實(shí)現(xiàn)[J].清華大學(xué)學(xué)報(bào)(自然科學(xué)版),2004,44(2)：153-158.

[2]Peterson D K,Kino G S.Real-time digital image reconstruction：A descriptive of imaging hardware and analysis of quantitative errors[J].IEEE Trans onUltrasonics,1984,31(2)：337-338.

[3]Martin R,Komatitsch D,Ezziani A.An unsplit convolutional perfectly matched layer improved at grazingincidence for seismic wave propagation in poroelastic media[J].Geophysics,2008,73(4)：T51-T61.

[4]Huang R,Schmerr L W,Sedov A.A new multigaussian beam model for phased array transducers[J].Review of Quantitative Nondestructive Evaluation,2007(26)：751-758.

[5]Drossaert F H,Giannopoulos A.A nonsplit complex frequency-shifted PML based on recursive integration for FDTD modeling of elastic waves[J].Geophysics,2007,72(2)：9-17.

[6]Drossaert F H,Giannopoulos A.Complex frequency shifted convolution PML for FDTD modelling of elastic waves[J].Wave Motion,2007,44(7-8)：593-604.

[7]Komatitsch D,Martin R.An unsplit convolutional perfectly matched layer improved at grazing incidence for theseismic wave equation[J].Geophysics,2007,72(5)：155-167.

[8]Poguet Jerome,Petru Ciorau.Special linear phased array probes used for ultrasonic examination of complex turbine components[J/OL].www.ndt.net,2002,7(10)：2-20.

[9]Howard P,Klaassen R,Kurkcu N.Phased array ultrasonic inspection of titanium forgings[J].Review of Quantitative Nondestructive Evaluation,2007(26)：853-861.

[10]Shi-Chang Wooh,Yijun Shi.Influence of phased array element size on beam steering behavior[J].Ultrasonics,1998(36)：736-749.

[11]Bohenick M,Blickley E,Tittmann B R,et al.Investigating a stepped ultrasonic phased array transducer for the evaluation and characterization of defects[J].Proc of SPIE,2007(6532)：1-7.

[12]Erhard A,Schenk G,M?hrle W.Ultrasonic phased array technique for austenitic weld inspection[A].Proc of the15th WCNDT[M/CD].Rome,2000：192.

[13]Rao M,Q Chen,Shi H,et al.Normal and shear strain estimation using beam steering on linear-array transducers[J].Ultrasound,2006,33(1)：57-66.