基于DSP+CPLD的雙級(jí)矩陣變換器雙空間矢量調(diào)制策略實(shí)現(xiàn)*

宋衛(wèi)章，鐘彥儒，李 潔，魏西平

(西安理工大學(xué) 自動(dòng)化與信息工程學(xué)院，陜西 西安710048)

傳統(tǒng)AC-DC/AC-DC-AC變換器采用含儲(chǔ)能電容的不可控二極管整流，這種變換器的成熟推廣，為電源、傳動(dòng)等領(lǐng)域贏得了可觀的效益，但也帶來了諧波污染、功率因數(shù)低、直流濾波電容壽命短、不便于集成等負(fù)面影響[1-2]，因此諧波干擾給電網(wǎng)造成的公害越來越受到重視。1992年日本發(fā)表了一項(xiàng)關(guān)于諧波源分布的調(diào)查報(bào)告，指出最大的諧波源為不控整流電源，占整個(gè)諧波源的70%以上[2]。于是，研究一種對(duì)電網(wǎng)無諧波污染的“綠色”電源變換器已勢(shì)在必行。

為了解決上述問題，本文研究了一種具有全新拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的雙級(jí)矩陣變換器(TSMC)，它不僅具有與傳統(tǒng)電源變換器相同的輸出性能，而且對(duì)電網(wǎng)無諧波污染、功率密度高、壽命長(zhǎng)[3-5]。

目前，國內(nèi)對(duì)TSMC的研究還處于起步階段，又因受雙向開關(guān)器件及其驅(qū)動(dòng)和所需驅(qū)動(dòng)信號(hào)路數(shù)較多、較難生成等問題的限制，已有的研究也基本上只停留在仿真階段。為此，本文推導(dǎo)了TSMC的雙空間矢量調(diào)制策略，分析了零電流換流原理，并給出了一種整流逆變協(xié)調(diào)換流的實(shí)現(xiàn)方法。采用了一種基于DSP+CPLD的TSMC實(shí)現(xiàn)方案，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該方案不僅具有優(yōu)良的輸出性能，同時(shí)還可以滿足日益嚴(yán)格的電網(wǎng)電能質(zhì)量要求。

1 雙級(jí)矩陣變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

將電網(wǎng)三相正弦電壓轉(zhuǎn)換成頻率和幅值可變的交流正弦輸出，TSMC由3部分組成：輸入濾波器、可控整流級(jí)和逆變級(jí)，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。如想獲得直流輸出，則只需在TSMC整流級(jí)后接入高頻變壓器和整流濾波電路即可，見參考文獻(xiàn)[6]。

2 雙級(jí)矩陣變換器的雙空間矢量調(diào)制策略

2.1 整流級(jí)的空間矢量調(diào)制策略

為了使輸入電流為正弦波、功率因數(shù)為1且使直流側(cè)平均電壓為直流，整流級(jí)采用電流型空間矢量調(diào)制策略。由 6個(gè)有效空間矢量 I1～I(xiàn)6和 3個(gè)零矢量組成，如圖2(a)所示，括號(hào)里的2個(gè)字母表示輸入相與直流母線p、n極之間的通斷狀態(tài)，如ac表示連接a相與直流 p極的開關(guān)導(dǎo)通以及連接c相與直流n極的開關(guān)導(dǎo)通。零矢量表示整流級(jí)上下開關(guān)均導(dǎo)通，此時(shí)直流側(cè)輸出電壓為零。

圖1 雙級(jí)矩陣變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

設(shè)Ii為參考輸入電流矢量，可由其所在扇區(qū)相鄰2個(gè)有效空間矢量 Iδ、Iγ及零矢量 I0合成，如圖2(b)所示，設(shè) dδ、dγ和 d0R分別為 Iδ、Iγ和 I0的占空比，則：

圖2 整流級(jí)電流空間矢量調(diào)制

由圖2(b)可得整流級(jí)開關(guān)占空比公式為：

式中 mi=|Ii|/Idc為電流調(diào)制系數(shù)，且 0≤mi≤1

設(shè)三相網(wǎng)側(cè)電壓為：

開關(guān)頻率很高時(shí)，不計(jì)高頻諧波影響，TSMC整流級(jí)低頻開關(guān)函數(shù)Trec為：

式中φi為輸入功率因數(shù)設(shè)置角。

以第1扇區(qū)為例，根據(jù)有效空間矢量對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)，可以得在1個(gè)PWM周期內(nèi)直流平均電壓為：

以其他扇區(qū)為例也可得到同樣的表達(dá)式，因此，TSMC整流級(jí)采用有零矢量空間矢量調(diào)制策略。在輸入電壓幅值、調(diào)制系數(shù)和輸入功率因數(shù)角不變的情況下，直流側(cè)平均電壓為常量，這也是這種調(diào)制策略獨(dú)特的優(yōu)點(diǎn)。因此，在此整流級(jí)供電下的TSMC逆變級(jí)調(diào)制因子無需補(bǔ)償，為逆變級(jí)進(jìn)一步進(jìn)行高性能控制提供了可能。同時(shí)在此整流級(jí)后增設(shè)濾波電路取代逆變級(jí)便可得到直流輸出，實(shí)現(xiàn)具有高功率因數(shù)并對(duì)電網(wǎng)無諧波污染的AC/DC變換，因此特別適用于對(duì)電網(wǎng)諧波有特定要求的充電場(chǎng)合[6]。

2.2 逆變級(jí)的空間矢量調(diào)制策略

逆變級(jí)的結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)逆變器一樣，故可采用性能優(yōu)良的電壓空間矢量調(diào)制策略。同樣由6個(gè)有效空間矢量V1～V6和2個(gè)零矢量組成，如圖3(a)所示。輸出電壓矢量Vo可由其相鄰有效空間矢量Vα、Vβ和零矢量合成。由圖3(b)根據(jù)正弦定理可得Vα、Vβ和零矢量的占空比公式為：

式中，θo*為 Vo與 Vα之間夾角，mo為逆變級(jí)調(diào)制系數(shù)。

圖3 逆變級(jí)電壓空間矢量合成

由于整流級(jí)每個(gè)區(qū)間直流側(cè)輸出電壓分為3段，如在區(qū)間2中,直流側(cè)電壓分別為：uac、ubc和零電壓，因此逆變級(jí)可視為 uac、ubc和零電壓分別供電的電壓源逆變器。 同理，在1個(gè)周期中，逆變級(jí)可 視為 uab、uac、ubc、uba、uca、ucb和零電壓分別供電的電壓源逆變器，零電壓分布在各電壓之間從而使直流側(cè)平均電壓為恒定直流。

3 雙級(jí)矩陣變換器的換流

由于輸入接濾波電容，故網(wǎng)側(cè)三相任意二相不能短路，又由于變換器帶阻感負(fù)載，整流級(jí)無自動(dòng)換流通路，需保證輸入三相任意二相不能開路。在整流級(jí)中加死區(qū)可以解決任意二相不能短路的問題，整流與逆變級(jí)的協(xié)調(diào)換流可以解決帶感性負(fù)載時(shí)的換流問題。

為了減小開關(guān)損耗，整流級(jí)采用零電流換流，即逆變級(jí)輸出零電壓矢量，迫使直流端輸出開路時(shí)，整流級(jí)開關(guān)在零電流狀態(tài)下切換，從而實(shí)現(xiàn)零電流換流。其具體實(shí)現(xiàn)原則是使逆變級(jí)的零矢量時(shí)該處于整流級(jí)開關(guān)切換處，即使逆變級(jí)的零矢量時(shí)刻追蹤整流級(jí)開關(guān)切換點(diǎn)，保證整流級(jí)零電流換流實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)切換。1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)PWM調(diào)制過程及零電流換流實(shí)現(xiàn)過程如圖4所示。

圖41 個(gè)開關(guān)周期內(nèi)PWM調(diào)制過程

4 系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)

輸入濾波器和可控整流級(jí)確保輸入電流為正弦波且輸入功率因數(shù)可控，逆變級(jí)在驅(qū)動(dòng)信號(hào)作用下將整流級(jí)輸出的PWM直流電壓變?yōu)轭l率幅值可調(diào)的交流電供給負(fù)載。圖5(a)所示為系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。

依據(jù)TSMC調(diào)制策略，將輸入三相電壓瞬時(shí)值經(jīng)信號(hào)調(diào)理、采樣送給DSP，同時(shí)將其相位信息送給CPLD。DSP依據(jù)采樣信號(hào)的幅值和相位信息計(jì)算出整流和逆變級(jí)的占空比，然后送入CPLD并根據(jù)輸入電壓的扇區(qū)信息對(duì)DSP輸出整流級(jí)部分觸發(fā)脈沖進(jìn)行邏輯分配，從而得到整流級(jí)6路獨(dú)立的觸發(fā)信號(hào)，并結(jié)合DSP的輸出最終得到TSMC 9路獨(dú)立的觸發(fā)信號(hào)。這樣可以減輕DSP的負(fù)擔(dān)，使DSP有充足的時(shí)間進(jìn)行數(shù)據(jù)處理。利用CPLD生成整流級(jí)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的時(shí)序圖如圖5(b)所示。

程序采用前/后臺(tái)模式，即主程序?yàn)槌h(huán)結(jié)構(gòu)，主要完成各種初始化和設(shè)置等實(shí)時(shí)性要求不高的部分，而對(duì)占空比計(jì)算等實(shí)時(shí)性要求高的部分放在中斷子程序中執(zhí)行。圖5(c)所示為DSP控制軟件流程圖。

圖5 系統(tǒng)軟硬件框圖

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證理論推導(dǎo)的正確性，制作了1臺(tái)基于DSP+CPLD的TSMC實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)條件如表1所示。

由實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，輸入電流為諧波含量較少的正弦波,且輸入接近單位功率因數(shù),因?yàn)檩斎霝V波電容的原因,輸入電流相位稍超前電壓。從而證實(shí)了TSMC是一種對(duì)電網(wǎng)幾乎無諧波污染的”綠色"電源變換器。圖6為輸入相電壓和濾波后的輸入相電流波形。

因整流級(jí)采用有零矢量空間矢量調(diào)制策略，且直流側(cè)無電容，故直流側(cè)電壓為脈動(dòng)的PWM波，且極性保持為正，但其平均值為常量。圖7所示為直流側(cè)電壓實(shí)驗(yàn)波形。

表1 實(shí)驗(yàn)實(shí)件

圖6 輸入相電壓和相電流波形

圖7 直流側(cè)電壓波形

圖8 輸出設(shè)置為(10/25/50Hz)時(shí)輸出濾波前后相電壓波形

由實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，在不同頻率下濾波后輸出相電壓正弦度均較好，諧波含量較少，從而驗(yàn)證了TSMC具有優(yōu)良的輸出性能。圖8(a)～圖8(c)分別為輸出頻率設(shè)定為 10 Hz、25 Hz和50 Hz時(shí)，輸出濾波前后相電壓波形。

本文研究了一種具有同傳統(tǒng)AC-DC-AC電源變換器相同的輸出性能，并能克服其不足之處的TSMC，推導(dǎo)了其調(diào)制策略，分析了零電流換流原理，搭建了以DSP+CPLD為內(nèi)核的硬件電路，對(duì)調(diào)制策略進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。結(jié)果表明，TSMC輸入輸出均為正弦波，且輸入可實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)，進(jìn)而證實(shí)了雙級(jí)矩陣變換器不僅具有優(yōu)良的輸出性能，同時(shí)還可以滿足日益嚴(yán)格的電網(wǎng)電能質(zhì)量要求，為工業(yè)化應(yīng)用奠定了基礎(chǔ)。

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