引入MIMO技術(shù)的單載波頻域均衡系統(tǒng)

白巍巍,宋志群,徐 信

(中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所,河北石家莊050081)

0 引言

為了在移動條件下進(jìn)行的高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)耐瑫r,提高系統(tǒng)的頻譜利用率,SC-FDE和MIMO等技術(shù)成為了目前無線通信領(lǐng)域研究的熱點(diǎn)。其中,SC-FDE不同于傳統(tǒng)的單載波系統(tǒng),它在頻域?qū)π盘栠M(jìn)行均衡,通過引入高效的FFT算法,使計算復(fù)雜度大為降低,減小了均衡器的結(jié)構(gòu)復(fù)雜度,并且可以獲得與OFDM相近的抗多徑能力;而MIMO復(fù)用技術(shù)則是在不同的天線上發(fā)射包含不同信息的信號以達(dá)到提高系統(tǒng)頻譜利用率的目的。

1 SC-FDE系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

傳統(tǒng)的單發(fā)單收SC-FDE系統(tǒng)中,在發(fā)送端,輸入比特數(shù)據(jù)先進(jìn)行符號調(diào)制,在插入長度為Ng的循環(huán)前綴(CP)以后,形成長度為N+Ng的數(shù)據(jù)分組,經(jīng)脈沖成形后送入信道;在接收端,同步以后的數(shù)據(jù)首先去掉循環(huán)前綴,然后將數(shù)據(jù)分組變換到頻域,在頻域進(jìn)行均衡后再恢復(fù)到時域,就可以在時域?qū)夂蟮臄?shù)據(jù)進(jìn)行檢測,估計出發(fā)送的比特信息。其中,加入CP的目的是為了對抗多徑信道造成的符號間干擾;因此,CP的長度必須大于等于對接收性能產(chǎn)生不可忽略影響的信道最大多徑時延的長度。

SC-FDE系統(tǒng)要在頻域進(jìn)行均衡,首先需將整個信號帶寬劃分為若干個子帶,這是通過接收端的FFT實現(xiàn)的;其次,需將時域內(nèi)信號與信道多徑?jīng)_激響應(yīng)之間的線性卷積關(guān)系,轉(zhuǎn)化為頻域內(nèi)子帶信號分量與信道頻域響應(yīng)之間的點(diǎn)乘關(guān)系,以便于在頻域內(nèi)使用單抽頭的頻域均衡器進(jìn)行均衡,這是通過在發(fā)射端對信號進(jìn)行分塊并加入CP實現(xiàn)的。

在簡述了SISO+SC-FDE系統(tǒng)原理的基礎(chǔ)上,再給出引入MIMO技術(shù)的SC-FDE系統(tǒng),即MIMO+SC-FDE系統(tǒng),該系統(tǒng)原理框圖如圖1所示。

圖1 MIMO+SC-FDE系統(tǒng)原理

此系統(tǒng)通過對原有的SISO+SC-FDE系統(tǒng)進(jìn)行改進(jìn)得到,單路數(shù)據(jù)的處理流程與SISO+SCFDE系統(tǒng)類似,這里不再贅述。需要強(qiáng)調(diào)的是,接收天線1和接收天線2接收到的信號R1和R2都是發(fā)射端2路信號經(jīng)過信道后的混疊,如何從混疊的信號中獲得同步和信道估計,并對R1和R2進(jìn)行均衡、檢測是本系統(tǒng)需要解決的主要問題。將在下一節(jié)中逐一討論這些問題。

2 MIMO+SC-FDE中的關(guān)鍵技術(shù)

2.1 MIMO復(fù)用方案

MIMO復(fù)用方案為:發(fā)射天線T1和T2分別在同一個發(fā)射頻率上同時發(fā)射包含不同信息的信號S1和S2,R1和R2則是2路信號經(jīng)過信道后的混疊。利用S1和S2中的信道估計序列,分別估計出H1、H2、H3和H4,再利用它們對R1和R2進(jìn)行均衡和檢測,以恢復(fù)發(fā)送數(shù)據(jù)S1和S2。

2.2 同步方法

為了從混疊的接收信號中獲得同步,設(shè)計了新的幀結(jié)構(gòu)。在每幀的幀頭,天線1發(fā)送導(dǎo)頻序列時,天線發(fā)送全0信號;待天線1發(fā)送完導(dǎo)頻序列后,開始發(fā)全0信號,天線2則開始發(fā)送導(dǎo)頻序列;當(dāng)天線2發(fā)送完導(dǎo)頻序列后,天線1和天線2各自同時開始發(fā)送包含不同信息的信號。這樣,由于導(dǎo)頻序列的發(fā)送采用時分復(fù)用(TDM)方式,可利用與SISO+SC-FDE系統(tǒng)相同的方法,通過導(dǎo)頻序列獲得粗同步和初始的信道估計。由于脈沖成形波形為T/2交疊升余弦波形,細(xì)同步可以通過文獻(xiàn)[2]中介紹的分組遲早門法獲得。

2.3 信道估計方法

為了進(jìn)行頻域均衡,每根接收天線需要估計出2路信道的信息,2根天線共需要估計出4路信道的信息。為了使每根接收天線能夠估計出2個信道,可以使用頻域相移正交訓(xùn)練序列信道估計方法。具體方法是:2個物理天線分別同時發(fā)送頻域相移正交的2個用于信道估計的訓(xùn)練序列CE1和CE2,發(fā)送時需發(fā)送訓(xùn)練序列的時域序列,并加入循環(huán)前綴。設(shè)序列V=FFT(CE1),則信道估計算法結(jié)構(gòu)示意圖如圖2所示。

圖2 信道估計算法原理

2.4 頻域均衡算法

頻域均衡就是直接使用信道估計算法估計出的信道頻域響應(yīng)的幅度和相位對頻域內(nèi)的子帶信號進(jìn)行幅度和相位糾正,從而提高系統(tǒng)抗頻率選擇性衰落能力的一種均衡方法,通常使用單抽頭均衡器即可完成子帶信號的均衡。常用的均衡算法有2種。

2.4.1 迫零(ZF)均衡

為了便于算法說明,以頻域信號之間的關(guān)系進(jìn)行描述。假設(shè)S1和S2為發(fā)送信號的頻域表達(dá)式,H1、H2、H3、H4為對應(yīng)的頻域信道沖激響應(yīng),R1和R2分別表示天線1和天線2接收信號的頻域表達(dá)式。信號的矩陣表達(dá)式為:

可得:

2.4.2 最小均方誤差(MMSE)均衡

迫零均衡雖然簡單,但沒有考慮噪聲對接收信號的影響,抗噪聲性能差,在深衰落位置有較強(qiáng)的噪聲放大作用。因此,有必要采用新的算法抵消噪聲的影響,提高系統(tǒng)的抗噪聲性能。先假設(shè)均衡器的抽頭為C,接收信號R=HS+n,n為加性高斯白噪聲。要滿足最小均方誤差準(zhǔn)則,則需C*可推導(dǎo)得到:

3 性能仿真

選取的仿真系統(tǒng)參數(shù)為:系統(tǒng)帶寬10 MHz;符號采樣頻率fs=1/Ts=B/2=5 MHz;調(diào)制方式為QPSK;成形波形為T/2交疊升余弦;每幀的數(shù)據(jù)長度6.272 ms。采用COST207模型中的鄉(xiāng)村環(huán)境信道,有4條多徑,第 2徑、第3徑和第 4徑的時延分別為 0.2 μ s,0.4 μ s 和 0.6 μ s,多徑信道功率時延剖面滿足瑞利分布。噪聲為加性高斯白噪聲,FFT運(yùn)算點(diǎn)數(shù)為256。分別給出上節(jié)所述的ZF均衡算法和MMSE均衡算法的誤碼率曲線如圖3所示。由于幀長較短,每幀經(jīng)過的瑞利信道不具有各態(tài)歷經(jīng)性;所以,給出的誤碼率曲線是經(jīng)過100次運(yùn)算后的統(tǒng)計平均值。從仿真結(jié)果可以看出,在誤比特率在10e-3時,MMSE算法相較ZF算法系統(tǒng)性能提高了約2 dB。

圖3 ZF算法和MMSE算法的仿真性能比較

4 結(jié)束語

單載波頻域均衡系統(tǒng)具有較強(qiáng)的抗多徑能力和較低的復(fù)雜度,并且相較于OFDM系統(tǒng)具有PAPR低的特點(diǎn),在引入MIMO復(fù)用技術(shù)后,極大地提高了系統(tǒng)的頻譜利用率,在未來的無線通信領(lǐng)域具有很好的發(fā)展前景。但是,對信噪比的要求過高大大限制了它在實際工程中應(yīng)用;在接下來的工作中,需要研究更好的均衡算法(例如判決反饋均衡算法),將系統(tǒng)在誤比特率10e-3時的所需信噪比下降到20 dB左右。

[1]尹長川,羅 濤,樂光新.多載波寬帶無線通信技術(shù)[M].北京:北京郵電大學(xué)出版社,2004.

[2]徐 信,劉利強(qiáng),宋志群.抗多徑符號定時同步裝置[P].中國:200810079997.9,2008.

[3]LI Y.Simplified Channel Estimation for OFDM Systems with Multiple Transmit Antennas[J].IEEE Transactionson Wireless Communications,2002(1):67-75.