基于TMS320F2812的載波移相PWM發(fā)生器的設(shè)計(jì)＊

楊仁增 王海欣 黃海宏

(合肥工業(yè)大學(xué)，安徽 合肥 230009)

0 引言

級(jí)聯(lián)多電平逆變器作為一種新型的高壓大功率逆變器，通過多電平階梯波輸出以逼近正弦電壓，在得到高質(zhì)量輸出波形的同時(shí)，具有開關(guān)頻率低，開關(guān)器件應(yīng)力小，系統(tǒng)效率高等優(yōu)點(diǎn)。在級(jí)聯(lián)多電平逆變器的應(yīng)用中，當(dāng)電平數(shù)超過5，從簡(jiǎn)化控制算法的角度，三角載波PWM法是一種較好的選擇[1]。三角載波移相PWM(Carrier Phase－Shift PWM，簡(jiǎn)稱 CPS－PWM)技術(shù)能以較低的器件開關(guān)頻率實(shí)現(xiàn)較高的等效開關(guān)頻率，從而大幅度消除或抑制諧波。

CPS－PWM技術(shù)在實(shí)際應(yīng)用中需要多個(gè)計(jì)數(shù)器和眾多路PWM輸出口，其硬件生成比較困難。目前通用的方法用DSP+FPGA或DSP+CPLD 產(chǎn)生多路 CPS－PWM 波形。[2－4]FPGA(CPLD)和 DSP 通過通訊中斷來配合工作，二者通訊時(shí)鐘不易同步，DSP傳輸給FPGA(CPLD)的數(shù)據(jù)容易丟失，很難統(tǒng)一各路CPS－PWM的時(shí)序。文獻(xiàn)[5]提出的基于中斷控制的離散自然采樣算法，解決了基于DSP的CPS－PWM信號(hào)生成的實(shí)時(shí)性問題，但各路PWM信號(hào)均由軟件實(shí)現(xiàn)，DSP負(fù)擔(dān)過重，信號(hào)生成程序采用匯編語(yǔ)言編程，可移植性差。

本文研制的基于TMS320F2812實(shí)現(xiàn)的多路移相PWM脈沖發(fā)生器，通過事件管理器硬件實(shí)現(xiàn)與CPU軟件實(shí)現(xiàn)相結(jié)合，基于2812的多任務(wù)中斷時(shí)序，可直接在2812的多個(gè)GPIO復(fù)用管腳輸出多路移相PWM信號(hào)，簡(jiǎn)化了控制系統(tǒng)。并基于該P(yáng)WM發(fā)生器，完成了級(jí)聯(lián)單相七電平逆變器的載波移相實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)證明該P(yáng)WM發(fā)生器簡(jiǎn)化了硬件電路的設(shè)計(jì)，為CPS－PWM技術(shù)的實(shí)用化提供了新的思路。

1 CPS-PWM調(diào)制原理

CPS－PWM調(diào)制技術(shù)的基本原理為:在逆變器單元數(shù)為N的電壓型PWM級(jí)聯(lián)多電平逆變器中，各逆變器單元采用共同的調(diào)制波信號(hào)，將各逆變器單元的三角載波的初始相位相互錯(cuò)開三角載波周期 Tc的1/(2 N)。為提高輸出電平數(shù)，每個(gè)逆變器單元的輸出都是兩個(gè)初相位相差 Tc/2的三角載波與調(diào)制波相交產(chǎn)生的PWM信號(hào)的疊加，即每個(gè)單元的輸出為三電平信號(hào)。則 N個(gè)逆變單元構(gòu)成的級(jí)聯(lián)型變流器輸出電平數(shù)為2 N+1，采用CPS－PWM調(diào)制技術(shù)的 N單元級(jí)聯(lián)逆變器輸出信號(hào)電壓提高 N倍，呈線性放大，等效開關(guān)頻率提高2 N倍[6]。

正弦調(diào)制波頻率為50Hz，三角載波頻率為7.5kHz，調(diào)制度為0.8，單相級(jí)聯(lián)三單元逆變器的MATLAB仿真輸出電壓波形如圖1所示。

圖1 三單元級(jí)聯(lián)CPS－PWM逆變器仿真波形

由圖1可以看出，采用CPS－PWM技術(shù)三單元級(jí)聯(lián)輸出電壓波形為7電平的階梯波，比三電平更接近于正弦。幅值最大的高次諧波集中在45kHz左右，即等效開關(guān)頻率為單元開關(guān)頻率的6倍。

2 CPS-PWM調(diào)制算法

數(shù)字控制系統(tǒng)中常采用規(guī)則采樣法、不對(duì)稱規(guī)則采樣法、自然采樣法和指定諧波消除法等多種軟件算法來確定逆變器功率開關(guān)器件的開關(guān)時(shí)刻。不對(duì)稱規(guī)則采樣法實(shí)際是改進(jìn)的規(guī)則采樣法，其在一個(gè)載波周期內(nèi)在三角波的頂點(diǎn)和底點(diǎn)時(shí)刻分別計(jì)算出脈沖的開關(guān)時(shí)刻及脈沖寬度，計(jì)算量較規(guī)則采樣法增加一倍，但所形成的PWM波形的等效性更接近于調(diào)制波。

圖2 不對(duì)稱規(guī)則采樣原理圖

圖2所示為基本單元PWM脈寬計(jì)算原理，設(shè)調(diào)制波為正弦波，則在計(jì)算點(diǎn)為載波頂點(diǎn)時(shí)脈寬為:

計(jì)算點(diǎn)為載波底點(diǎn)時(shí)脈寬為:

式(1)及(2)中，Tc為載波周期，M為調(diào)制度，F(xiàn)為載波比。則一個(gè)載波周期內(nèi)脈寬為:

若某個(gè)逆變單元與基本單元的三角載波相位差為 Tc/2 N，則計(jì)算點(diǎn)為載波頂點(diǎn)時(shí)的脈寬為:

計(jì)算點(diǎn)為載波底點(diǎn)時(shí)的脈寬為:

則此時(shí)PWM脈寬為:

貼合不同階層需求，加強(qiáng)籌款形式創(chuàng)新。為迎和年輕人的市場(chǎng)，平臺(tái)必須在籌款方面做出創(chuàng)新，并尋求其他平臺(tái)的合作。如和一些運(yùn)動(dòng)健身平臺(tái)聯(lián)合推出捐步活動(dòng)，傳播出平臺(tái)健康積極的形象。而且人們不需要真正花錢就能獻(xiàn)出自己的一份力量，獲取一定的心理滿足感，無疑會(huì)提高群眾捐贈(zèng)的積極性。

3 CPS-PWM的DSP實(shí)現(xiàn)

TMS320F2812是高速DSP芯片，利用內(nèi)置的兩個(gè)EV事件管理器模塊中的6個(gè)完全比較單元和通用定時(shí)器1和3，可以方便地產(chǎn)生12路帶有可編程死區(qū)和輸出極性的PWM波。EVA及EVB事件管理器屬于DSP芯片的外部模塊，占用CPU的時(shí)間少，編程方便靈活。

實(shí)現(xiàn)不對(duì)稱規(guī)則采樣的PWM信號(hào)輸出，需共同使用EVA事件管理器的定時(shí)器T1周期中斷和T1下溢中斷(對(duì)EVB而言為定時(shí)器T3周期中斷和T3下溢中斷)。T1周期中斷程序計(jì)算載波頂點(diǎn)脈寬數(shù)據(jù)，并重新裝載完全比較寄存器CMPRx的值(x=1，2，3對(duì)于EVB為CMPRy且y=4，5，6);T1下溢中斷程序計(jì)算載波底點(diǎn)脈寬數(shù)據(jù)，并重新裝載完全比較寄存器CMPRx的值。一個(gè)載波周期內(nèi)PWM脈寬由T1周期中斷和T1下溢中斷順序配合完成。

2812芯片上6個(gè)完全比較單元只受兩個(gè)獨(dú)立的定時(shí)器控制，只能產(chǎn)生2列獨(dú)立的載波;設(shè)置定時(shí)器T1和T3不同的計(jì)時(shí)初始值，可輸出兩列載波相位相差0～Tc/2的PWM信號(hào)。通過CPS－PWM調(diào)制的對(duì)稱優(yōu)化，即用調(diào)制波反相的PWM信號(hào)可代替載波移相 Tc/2的PWM信號(hào)，可實(shí)現(xiàn)單相5電平輸出[5]。調(diào)制波反相只需將上述脈寬公式中調(diào)制度M前的加法運(yùn)算改為減法運(yùn)算便可。

為實(shí)現(xiàn)單相7電平以上的CPS－PWM輸出，解決單片2812硬件產(chǎn)生CPS－PWM信號(hào)不足的困難，本文采用了一種基于軟件計(jì)算的CPS－PWM生成法。其基本思路是在事件管理器生成的各列PWM信號(hào)中，根據(jù)擴(kuò)展的需要選擇參考信號(hào)，進(jìn)行插值計(jì)算，由2812CPU子程序生成新的CPS－PWM信號(hào)。

以實(shí)現(xiàn)單相7電平所需的6列PWM信號(hào)為例，先設(shè)定2812硬件生成4列 PWM1、PWM3、PWM7、PWM9信號(hào)(對(duì)應(yīng)的互補(bǔ)信號(hào)為PWM2、PWM4、PWM8、PWM10)。PWM1載波相位超前 PWM3的載波相位 Tc/2，PWM7載波相位超前 PWM9的載波相位 Tc/2，PWM1載波相位超前PWM7的載波相位 Tc/6。主程序中初始化GPIO時(shí)，將空閑的PWM5、PWM6、PWM11及PWM12預(yù)設(shè)為通用輸出管腳，T1PWM、T2PWM、T3PWM和T4PWM預(yù)設(shè)為通用輸入管腳。選擇 PWM7、PWM9信號(hào)作為參考信號(hào)，連接管腳 PWM7到T1PWM，PWM9到T3PWM，由2812CPU子程序生成對(duì)應(yīng)滯后移相Tc/6的 PWM5、PWM11信號(hào)(對(duì)應(yīng)的互補(bǔ)信號(hào)為 PWM6、PWM12)。

主程序中需調(diào)用2812CpuTimer0定時(shí)器的TINT0中斷，事件管理器T1、T3的周期中斷T1PINT、T3PINT及下溢中斷T1UFINT、T3UFINT。在TINT0中斷程序中生成軟件PWM信號(hào);周期中斷T1PINT、T3PINT和下溢中斷T1UFINT、T3UFINT，除執(zhí)行硬件生成PWM所需功能外，還提前計(jì)算PWM5、PWM11對(duì)應(yīng)的脈寬數(shù)據(jù)。

TINT0中斷程序簡(jiǎn)略流程圖如圖3，圖中僅畫出生成PWM5信號(hào)的流程。T0Counter為中斷計(jì)數(shù)變量，Stamp5 H為PWM5高電平計(jì)時(shí)變量，Stamp5 L為PWM5低電平計(jì)時(shí)變量。程序中檢測(cè)T1PWM管腳高低電平值，當(dāng)T1PWM管腳由低電平翻轉(zhuǎn)為高電平時(shí)，將當(dāng)時(shí)的T0Counter值賦給Stamp5 H;當(dāng)T1PWM管腳由高電平翻轉(zhuǎn)為低電平時(shí)，將當(dāng)時(shí)的T0Counter值賦給Stamp5 L。

圖3 TINT0中斷程序流程圖

而低電平時(shí)間值Delay5 L為:

當(dāng)滿足 T0Counter－Stamp5 H=Delay5 H/時(shí)，對(duì)GPADAT數(shù)據(jù)寄存器bit位GPIOA4置1，PWM5管腳跳變?yōu)楦唠娖?當(dāng)滿足T0Counter－Stamp5 L=Delay5 L時(shí)，對(duì)GPADAT數(shù)據(jù)寄存器bit位GPIOA4置0，PWM5管腳跳變?yōu)榈碗娖健?/p>

當(dāng) T0Counter計(jì)數(shù)到設(shè)定的最大值max(為調(diào)制波周期以T_CpuTimer0為基數(shù)換算取整值的整數(shù)倍)時(shí)，將所有計(jì)時(shí)變量復(fù)位，開始新的循環(huán)。

以此類推，經(jīng)設(shè)定可在PWM6、PWM11及PWM12管腳輸出所需的PWM信號(hào)。

4 單相級(jí)聯(lián)七電平逆變器實(shí)驗(yàn)

圖4為單相級(jí)聯(lián)多電平實(shí)驗(yàn)裝置系統(tǒng)框圖，系統(tǒng)采用事件管理器硬件實(shí)現(xiàn)與CPU軟件實(shí)現(xiàn)相結(jié)合，在2812的12個(gè)GPIO復(fù)用管腳，輸出了單相七電平所需的6組12路PWM信號(hào)。12路PWM信號(hào)經(jīng)功率管隔離驅(qū)動(dòng)芯片EB841放大后，去控制由IGBT模塊2MBI50L－120組成的單相級(jí)聯(lián)七電平逆變器。

圖4 單相級(jí)聯(lián)多電平實(shí)驗(yàn)裝置系統(tǒng)框圖

實(shí)驗(yàn)中正弦調(diào)制波頻率為50Hz，三角載波頻率為7.5kHz。CpuTimer0定時(shí)器的定時(shí)值設(shè)定為1.5μs。用TEK2000示波器測(cè)得的PWM信號(hào)如圖5所示。其中通道1為硬件實(shí)現(xiàn)的PWM7信號(hào)，通道2為軟件實(shí)現(xiàn)的 PWM5信號(hào)，PWM5滯后 PWM7約為23μs，與 CPS－PWM調(diào)制技術(shù)要求的相位差 Tc/6(22.2μs)十分接近。

圖5 PWM信號(hào)波形圖

逆變器輸出電壓波形如圖6所示，與理論分析和圖1中的仿真波形相符。

圖6 單相級(jí)聯(lián)7電平輸出電壓波形圖

5 結(jié)論

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，基于TMS320F2812硬件實(shí)現(xiàn)與軟件實(shí)現(xiàn)相結(jié)合的CPS－PWM 信 號(hào) 發(fā)生器，簡(jiǎn)化了硬件電路的設(shè)計(jì)，算法程序簡(jiǎn)潔，且易于擴(kuò)展。

實(shí)際工程中，級(jí)聯(lián)多電平逆變器作為高壓大功率逆變器，多使用大功率IGBT作為功率開關(guān)管，為避免過大的開關(guān)損耗，大功率IGBT的開關(guān)頻率不易太高，基本都在10kHz以下，本文研制的CPS－PWM脈沖發(fā)生器，完全可滿足級(jí)聯(lián)多電平逆變器工程的實(shí)時(shí)性要求。

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