數(shù)字多時(shí)延靈巧干擾信號(hào)研究?

胡敏，李國(guó)林，張穎

（海軍航空工程學(xué)院，山東煙臺(tái)264001）

數(shù)字多時(shí)延靈巧干擾信號(hào)研究?

胡敏，李國(guó)林，張穎

（海軍航空工程學(xué)院，山東煙臺(tái)264001）

為了適應(yīng)數(shù)字干擾設(shè)備干擾脈壓接收機(jī)時(shí)對(duì)數(shù)字脈內(nèi)相干干擾信號(hào)的需求，研究了一種數(shù)字多時(shí)延靈巧干擾信號(hào)。首先通過數(shù)學(xué)推導(dǎo)得到多時(shí)延數(shù)字靈巧干擾信號(hào)的數(shù)學(xué)模型，并論證該模型可作為循環(huán)轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)、脈內(nèi)多假目標(biāo)干擾信號(hào)和數(shù)字多時(shí)延靈巧噪聲的統(tǒng)一數(shù)學(xué)模型；然后從理論上分析數(shù)字多時(shí)延靈巧噪聲對(duì)脈壓接收機(jī)的欺騙干擾機(jī)理和噪聲壓制干擾機(jī)理；接著通過數(shù)字延遲疊加方法和快速卷積算法設(shè)計(jì)了兩種多時(shí)延靈巧噪聲的數(shù)字實(shí)現(xiàn)算法；最后以線性調(diào)頻脈沖壓縮信號(hào)為例，對(duì)兩種算法產(chǎn)生的數(shù)字多時(shí)延靈巧噪聲通過匹配濾波器前后的時(shí)域、頻域、時(shí)頻域特征進(jìn)行仿真分析，驗(yàn)證了算法有效性同時(shí)直觀呈現(xiàn)了數(shù)字多時(shí)延靈巧噪聲對(duì)脈壓接收機(jī)的干擾效果。研究表明多時(shí)延靈巧噪聲能夠有效干擾脈壓接收機(jī)，并造成脈內(nèi)多假目標(biāo)欺騙干擾效果和高效的噪聲壓制干擾效果。

雷達(dá)對(duì)抗；相干干擾；靈巧噪聲；多時(shí)延干擾信號(hào)；卷積調(diào)制干擾信號(hào)

1 引言

脈沖壓縮信號(hào)可獲得很高的相干處理增益，傳統(tǒng)噪聲干擾經(jīng)脈沖壓縮后，能量將極大地衰減，很難對(duì)脈壓雷達(dá)形成有效干擾。為了抵消脈沖壓縮處理增益，必須采用相干干擾技術(shù)［1－2］。應(yīng)答假目標(biāo)干擾可對(duì)脈壓雷達(dá)造成相干干擾，但通常只能產(chǎn)生時(shí)域不重疊的干擾波形，經(jīng)過匹配濾波后，假目標(biāo)間隔不小于其脈沖寬度［3］。時(shí)域卷積調(diào)制靈巧干擾信號(hào)可以通過改變參與卷積的視頻干擾信號(hào)，靈活產(chǎn)生密集脈內(nèi)多假目標(biāo)和遮蓋干擾的效果，但模擬卷積調(diào)制器是通過多抽頭延遲線實(shí)現(xiàn)的［4－6］，假目標(biāo)參數(shù)控制的靈活性不夠，且不適用于目前廣泛使用DSP、DDS、DRFM等數(shù)字器件的現(xiàn)代先進(jìn)干擾設(shè)備。盡管文獻(xiàn)［7，8］提出可利用DRFM實(shí)現(xiàn)數(shù)字卷積調(diào)制，但沒有給出具體的數(shù)學(xué)模型和算法。本文對(duì)卷積調(diào)制干擾信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化延伸得到一種數(shù)字多時(shí)延靈巧干擾信號(hào)，重點(diǎn)對(duì)數(shù)字多時(shí)延靈巧噪聲的特性、實(shí)現(xiàn)算法及其對(duì)脈沖壓縮接收機(jī)的干擾效果進(jìn)行研究。

2 多時(shí)延靈巧干擾技術(shù)的數(shù)學(xué)原理

設(shè)脈沖壓縮信號(hào)為s（t），構(gòu)造干擾信號(hào)為

式中，ξ（t）為視頻干擾信號(hào)，“?”表示卷積。

脈壓接收機(jī)通過匹配濾波器實(shí)現(xiàn)脈壓信號(hào)的相干接收，其沖激響應(yīng)可以表示為h（t）＝s*（T0－t），“*”表示取共軛，T0是使h（t）輸出信噪比最大的時(shí)延值。不失正確性，不妨設(shè)T0＝0，那么sJ（t）通過匹配濾波器的響應(yīng)為

式中，F(xiàn)s（f）為s（t）的頻譜，F(xiàn)－1[Fs（f）2]為信號(hào)s（t）的點(diǎn)散布函數(shù)。式（2）說明時(shí)域卷積干擾信號(hào)經(jīng)過匹配濾波器后的輸出信號(hào)由參與卷積的視頻干擾信號(hào)ξ（t）確定，且能夠獲得脈沖壓縮處理增益。如果ξ（t）是噪聲干擾信號(hào)，那么多時(shí)延靈巧噪聲就能在更小的干擾功率下獲得相同的壓制干擾效果［4］。

直接實(shí)現(xiàn)式（1）所示卷積調(diào)制的方法是逆匹配濾波［9］，即把ξ（t）通過具有沖激響應(yīng)為s（t）的系統(tǒng)。這時(shí)如果ξ（t）的頻帶與s（t）的頻帶不匹配，那么完全按照式（1）所示的卷積調(diào)制過程將會(huì)造成視頻干擾信號(hào)能量的損失，其損失的程度相當(dāng)于匹配濾波器對(duì)ξ（t）直接處理的衰減程度，這種情況下卷積干擾即使獲得了脈沖壓縮的處理增益，但由于輸入的干擾功率很小，因此也不能獲得足夠的干擾輸出功率。一種能簡(jiǎn)單解決頻帶匹配問題的方法是：先對(duì)ξ（t）進(jìn)行采樣得到ξT（t），然后把信號(hào)s（t）通過沖激響應(yīng)為ξT（t）的系統(tǒng)得到卷積調(diào)制靈巧干擾信號(hào)。設(shè)采樣周期為T，則ξ（t）的理想采樣信號(hào)可以表示為

進(jìn)一步考慮全數(shù)字化的情況，信號(hào)s（t）以采樣間隔T′進(jìn)行采樣后表示為

考慮sT′（t）與ξT（t）的卷積：

式（6）表明，y（t）只在t＝lT＋kT′（l，k為整數(shù)）處取離散值，即：

式中，Z表示所有整數(shù)的集合。

如前所述，靈巧噪聲干擾信號(hào)為了獲得覆蓋整個(gè)頻率軸的噪聲信號(hào)頻譜要求對(duì)噪聲信號(hào)采樣的頻率fs≤2Bξ。而對(duì)s（t）采樣為了不破壞與匹配濾波器的匹配則要求采樣的頻率fs′≥2fh，fh為信號(hào)的奈奎斯特頻率。當(dāng)Bξ＞fh時(shí)，可以取相同的采樣頻率fs使之同時(shí)滿足上述的兩個(gè)要求（2fh≤fs′＝fs≤2Bξ）；而當(dāng)Bξ≤fh時(shí)，則只能取兩個(gè)不同的采樣頻率，且fs′＞fs。當(dāng)取樣率滿足下列幾種特殊情況時(shí)可以對(duì)式（7）的結(jié)果進(jìn)行簡(jiǎn)化：

式（8）表明，輸出序列與信號(hào)具有相同的采樣率，但每次卷積運(yùn)算的運(yùn)算量則由噪聲信號(hào)的采樣率決定。

（3）T＝T′。此時(shí)式（7）就成為一般序列卷積：

情況1盡管具有簡(jiǎn)潔的形式，但由于輸出點(diǎn)排序困難，因此這種卷積運(yùn)算是很難操作的。情況3得到了普通的數(shù)字多時(shí)延靈巧信號(hào)的數(shù)學(xué)模型。下面討論不同參數(shù)時(shí)情況2得到的結(jié)果。

設(shè)噪聲序列的長(zhǎng)度N，令h＝T／T′，式（7）可以寫為

序列{y（k）}根據(jù)參數(shù)T′、T、信號(hào)序列長(zhǎng)度M和序列{ξ（n），n＝0，1，2，…，N}的取值不同可以代表多種不同的靈巧干擾信號(hào)：

（1）循環(huán)轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)。取M＝h，T等于脈沖壓縮信號(hào)的子脈沖寬度，且：

式中，Ak表示對(duì)于不同延時(shí)的轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)的幅度起伏，N為循環(huán)轉(zhuǎn)發(fā)的次數(shù)。這種干擾信號(hào)在文獻(xiàn)［7］中有詳細(xì)研究，它將造成多個(gè)主要假目標(biāo)和多個(gè)有效次要假目標(biāo)的干擾效果；

（2）脈內(nèi)多假目標(biāo)干擾信號(hào)。取ξ（n）＝An表示不同距離的假目標(biāo)信號(hào)的幅度起伏，N為假目標(biāo)個(gè)數(shù)，T小于脈沖壓縮信號(hào)的子脈沖寬度。這種干擾信號(hào)將時(shí)域上造成覆蓋真實(shí)回波信號(hào)多個(gè)時(shí)域假目標(biāo)信號(hào)，這些假目標(biāo)信號(hào)在目標(biāo)信號(hào)是脈內(nèi)相干的，且在頻域上與目標(biāo)信號(hào)具有相似的頻譜結(jié)構(gòu)［8］；

（3）多時(shí)延數(shù)字靈巧噪聲。取ξ（n{}）為噪聲序列，且噪聲序列的長(zhǎng)度N固定，那么式（10）與式（9）所表示數(shù)字靈巧噪聲一樣具有類似的干擾效果（見下節(jié)分析），不同的是信號(hào)時(shí)窗的加寬使得頻譜“泄露”程度降低，因此能夠降低DA轉(zhuǎn)換過程中造成的有效干擾能量的損失。

3 多時(shí)延數(shù)字靈巧噪聲的干擾效果

有限長(zhǎng)噪聲序列ξN（n{}）與信號(hào)s（t）作卷積調(diào)制就得到多延時(shí)靈巧噪聲干擾信號(hào)：

式中，s（t－nT）表示s（t）的延時(shí)。如果以非等間隔的時(shí)延τn代替nT，并以ξN（n）表示不同時(shí)延假目標(biāo)信號(hào)的幅度起伏，那么sJ（t）表示由N個(gè)不同幅度和時(shí)延的回波信號(hào)疊加，它們?cè)跁r(shí)域上覆蓋真實(shí)的回波信號(hào)，這就相當(dāng)于造成了N個(gè)距離不同的假目標(biāo)的干擾效果，它的產(chǎn)生機(jī)理類似于多散射點(diǎn)目標(biāo)產(chǎn)生的距離像，因此多時(shí)延靈巧干擾信號(hào)具有欺騙干擾的效果。

假設(shè)ξN（n{}）為平穩(wěn)高斯白噪聲序列，其均值為μ，方差為σ2。根據(jù)式（12）可把sJ（t）看作是多個(gè)高斯分布隨機(jī)變量的線性組合，因此，對(duì)于固定的t，yd（t）仍是高斯分布隨機(jī)變量，其均值和方差為

因此，sJ（t）是非平穩(wěn)的高斯隨機(jī)過程。在μ≠0的情況下，sJ（t）的自相關(guān)函數(shù)表達(dá)式是比較復(fù)雜的。為了簡(jiǎn)化分析，下面僅討論μ＝0的情況，此時(shí)可求出多時(shí)延靈巧噪聲的自相關(guān)函數(shù)為

式中，ψ（τ）為信號(hào)s（t）的時(shí)間相關(guān)函數(shù)。由于ψ（τ）與信號(hào)s（t）的功率譜密度S（f）互為一對(duì)傅里葉變換，因此對(duì)上式兩邊進(jìn)行傅里葉變換得到多時(shí)延靈巧噪聲的功率譜密度Sd（f）為

上述分析表明，多時(shí)延數(shù)字靈巧噪聲非平穩(wěn)高斯過程，其均值和方差與時(shí)間t有關(guān)。對(duì)于由零均值高斯白噪聲序列與截獲信號(hào)進(jìn)行卷積調(diào)制得到的多延時(shí)靈巧噪聲，式（16）說明，它的功率譜密度與信號(hào)的功率譜密度有相同的結(jié)構(gòu)，強(qiáng)度變?yōu)樵瓉淼腘σ2倍，這是由信號(hào)序列的N次延時(shí)疊加造成的。因此，在不考慮功率放大器飽和效應(yīng)的影響時(shí)，多時(shí)延靈巧噪聲具有高效的噪聲壓制干擾效果。

設(shè)s（t）的壓縮比為D（D?1），等效帶寬為Bs，視頻干擾信號(hào)ξ（t）的時(shí)寬為Tξ，帶寬為Bξ，多時(shí)延靈巧干擾信號(hào)sJ（t）的功率為PJI，匹配濾波器輸出干擾信號(hào)so（t）的功率為PJO。根據(jù)卷積性質(zhì)和脈沖壓縮原理，sJ（t）的時(shí)寬為D／Bs＋Tξ，so（t）的時(shí)寬為1／Bs＋Tξ，又由能量守恒原理可以得到：

由式（17）可以得到多時(shí)延靈巧干擾信號(hào)的功率增益Kd為

因此，對(duì)于相同的ξ（t），多時(shí)延靈巧干擾信號(hào)經(jīng)過脈壓后的輸出干擾功率將比直接干擾大Kd倍。

4 多時(shí)延靈巧干擾信號(hào)的數(shù)字實(shí)現(xiàn)

對(duì)于經(jīng)過采樣的目標(biāo)信號(hào)，將模擬卷積調(diào)制器中的多抽頭延遲線（見圖1）用FIFO存儲(chǔ)器來代替就可實(shí)現(xiàn)如式（10）或式（11）所示的靈巧干擾信號(hào)，這種方法產(chǎn)生的干擾信號(hào)相對(duì)于輸入信號(hào)存在一定的固有延時(shí)，延時(shí)量決定于數(shù)字處理器完成N次乘法和1次累加運(yùn)算的速度。很多情況下，干擾設(shè)備中已經(jīng)事先存儲(chǔ)了視頻噪聲干擾ξ（n）和一定長(zhǎng)度的信號(hào)s（k）

的數(shù)據(jù)，此時(shí)可以在卷積調(diào)制中應(yīng)用矩陣運(yùn)算。當(dāng)ξ（n）與s（k）具有相同的長(zhǎng)度N時(shí)，卷積調(diào)制輸出序列長(zhǎng)度為2N－1，因此需要先將ξ（n）與s（k）以后補(bǔ)零方式延長(zhǎng)為長(zhǎng)度2N－1的序列。

（1）算法1

采用數(shù)字延遲疊加方法生成多時(shí)延靈巧干擾信號(hào)的算法可設(shè)計(jì)為：

步驟1：選取長(zhǎng)度為N的噪聲序列ξ（n{}）；

步驟2：采用后補(bǔ)零方法對(duì)信號(hào)序列｛s（k），0≤k≤N－1｝進(jìn)行長(zhǎng)度延拓，得到序列｛s1（k），0≤k≤2N－1｝；

步驟3：將序列｛s′（k），0≤k≤2N－1｝進(jìn)行N－1次循環(huán)右移一位操作，連同原始序列得到N個(gè)延時(shí)信號(hào)序列｛sl（k）；0≤l≤N，0≤k≤2N－1｝；

步驟4：對(duì)｛sl（k）；0≤l≤N，0≤k≤2N－1｝與ξ（l）作點(diǎn)乘運(yùn)算得到N個(gè)受噪聲幅度調(diào)制的新序列｛xl（k）；0≤l≤N，0≤k≤2N－1｝；

步驟5：按向量加法運(yùn)算規(guī)則對(duì)N個(gè)新序列｛xl（k）；0≤l≤N，0≤k≤2N－1｝進(jìn)行連加得到輸出序列｛y（k）；0≤k≤2N－1｝。

為了進(jìn)一步提高卷積計(jì)算的運(yùn)算速度，可利用快速卷積算法對(duì)ξ′（n）與s′（k）進(jìn)行FFT變換，并構(gòu)成乘積序列：

然后對(duì)Y（k）作IFFT變換得到卷積序列y（k）。這種方法雖然看起來計(jì)算步驟增多，但由于FFT算法具有極高的效率，從而使得該算法比時(shí)域直接卷積計(jì)算的速度更快。

（2）算法2

對(duì)于式（10）表示的數(shù)字靈巧噪聲，當(dāng)M＝Nh時(shí)（這一條件可以通過補(bǔ)零的方式來滿足），k＝0，1，2，…，（2N－1）h－1，因此輸出序列y（k）的長(zhǎng)度為（2N－1）h，此時(shí)可以設(shè)計(jì)一種采用頻域乘積調(diào)制方法生成多時(shí)延靈巧噪聲的算法：

步驟1：選取長(zhǎng)度為N的噪聲序列ξ（n{}）；

步驟2：對(duì)信號(hào)樣本采用補(bǔ)零方法使M＝Nh后，將｛s（m）；0≤m≤M－1｝順序拆分成h個(gè)長(zhǎng)度為N的序列｛sl（n）；0≤l≤h－1，0≤n≤N－1｝，其中sl（n）＝s（nh＋l）；

步驟3：應(yīng)用快速卷積算法計(jì)算噪聲序列ξ（n）與sl（n）的卷積，得到h個(gè)長(zhǎng)度為2N－1的序列｛yl（k）；0≤l≤h－1，0≤k≤2N－2｝；

步驟4：對(duì)數(shù)據(jù)｛yl（k）；0≤l≤h－1，0≤k≤2N－2｝按lh＋k的升序進(jìn)行排列。

5 多時(shí)延靈巧干擾信號(hào)的仿真分析

下面以線性調(diào)頻脈沖壓縮信號(hào)為例，對(duì)不同方法實(shí)現(xiàn)的多時(shí)延靈巧干擾信號(hào)進(jìn)行仿真分析。設(shè)線性調(diào)頻脈沖壓縮信號(hào)的脈沖寬度200μs，調(diào)頻帶寬1 MHz。若不考慮發(fā)射信號(hào)的載頻，可以畫出線性調(diào)頻信號(hào)的時(shí)域、頻域形狀如圖2所示。

應(yīng)用算法1產(chǎn)生脈內(nèi)多時(shí)延靈巧噪聲干擾信號(hào)的時(shí)域和頻域形狀如圖3所示，其中調(diào)制序列的時(shí)延服從泊松分布，幅度起伏服從SwerlingⅠ＆Ⅱ模型，它在時(shí)域上具有噪聲特性，在頻域上對(duì)準(zhǔn)信號(hào)頻帶。

應(yīng)用算法2生成的靈巧噪聲干擾信號(hào)的時(shí)域和頻域形狀如圖4所示，其中噪聲序列滿足高斯白噪聲序列，此時(shí)得到多時(shí)延靈巧噪聲為一種限帶平穩(wěn)高斯隨機(jī)過程，其帶寬等于信號(hào)帶寬，中心頻率自動(dòng)對(duì)準(zhǔn)信號(hào)的中心頻率。

多時(shí)延靈巧干擾信號(hào)可看作是N個(gè)不同幅度和時(shí)延的回波信號(hào)疊加，而匹配濾波器對(duì)不同幅度和不同時(shí)延的輸入信號(hào)也同樣是匹配的，只要把觀測(cè)時(shí)間選定在假目標(biāo)信號(hào)持續(xù)時(shí)間的末尾即可。圖5給出了兩種多時(shí)延靈巧干擾信號(hào)通過線性調(diào)頻匹配濾波器的干擾效果：多時(shí)延靈巧噪聲Ⅰ將造成11個(gè)假目標(biāo)信號(hào)（圖5（a）），這些假目標(biāo)出現(xiàn)的時(shí)間滿足泊松分布，幅度比真實(shí)目標(biāo)略大且符合SwerlingⅠ＆Ⅱ模型；靈巧噪聲Ⅱ干擾則造成大量隨機(jī)假目標(biāo)信號(hào)完全覆蓋真實(shí)目標(biāo)（圖5（b））。

為了更好地表現(xiàn)靈巧噪聲干擾信號(hào)通過匹配濾波器后對(duì)真實(shí)目標(biāo)的時(shí)頻域覆蓋效果，應(yīng)用短時(shí)傅里葉變換得到多時(shí)延靈巧噪聲Ⅰ和多時(shí)延靈巧噪聲Ⅱ通過匹配濾波前后的時(shí)頻分布，如圖6所示。可以看出，多時(shí)延靈巧干擾信號(hào)能量分布在頻域上對(duì)信號(hào)進(jìn)行高效覆蓋，在時(shí)域上一般滯后于真實(shí)目標(biāo)。

6 結(jié)束語

多時(shí)延靈巧干擾技術(shù)適用于目前廣泛研究的基于DRFM的應(yīng)答式干擾機(jī)。本文的理論和仿真研究表明：作為欺騙干擾，多時(shí)延靈巧干擾信號(hào)能夠與有用信號(hào)的波形同步，并在信號(hào)的整個(gè)積累期間建立密集的隨機(jī)假目標(biāo)，從而具有更好的欺騙干擾效果；作為遮蓋干擾，多時(shí)延靈巧噪聲能夠自動(dòng)對(duì)準(zhǔn)信號(hào)頻帶并獲得較大的時(shí)域脈沖壓縮處理增益，從而提高噪聲干擾能量的利用效率，這相當(dāng)于使數(shù)字噪聲具備功率管理的作用，這是現(xiàn)代電子攻擊系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)。

［1］Schleher D C.Electronic Warfare in the Information Age［M］.London：Artech House，1999：196－213.

［2］喻旭偉.高密度假目標(biāo)生成技術(shù)［J］.電子對(duì)抗，2003，20（6）：25－28.

YU Xu-wei.The Generation Technique of High Density False Targets within Pulse［J］.Electronic Warfare，2003，20（6）：25－28.（in Chinese）

［3］楊煜，楊紹全.對(duì)線性調(diào)頻雷達(dá)的卷積干擾技術(shù)［J］.電子與信息學(xué)報(bào)，2007，29（6）：1408－1411.

YANG Yu，YANG Shao-quan.Convolution Jamming Technique Countering LFM Radar［J］.Journal of Electronics and Information Technology，2007，29（6）：1408－1411.（in Chinese）

［4］徐曉陽，包亞先，周宏宇.基于卷積調(diào)制的靈巧噪聲干擾技術(shù)［J］.現(xiàn)代雷達(dá)，2007，29（5）：28－30.

XU Xiao-yang，BAO Ya-xian，ZHOU Hong-yu.Technology of Smart Noise Jamming Based on Convolution Modulation［J］.Modern Radar，2007，29（5）：28－30.（in Chinese）

［5］湯建禮，黃建沖，徐新華.基于卷積調(diào)制的脈內(nèi)多假目標(biāo)干擾技術(shù)研究［J］.電子信息對(duì)抗技術(shù)，2007，23（3）：43－45.

TANG Jian-li，HUANG Jian-chong，XU Xin-hua.Multi-False-Target Jamming within Pulse Based on Convolution Modulation［J］.Electronic Information Warfare Technology，2007，23（3）：43－45.（in Chinese）

［6］劉忠.基于DRFM的線性調(diào)頻脈沖壓縮雷達(dá)干擾新技術(shù)［D］.長(zhǎng)沙：國(guó)防科技大學(xué)，2006：74－86.

LIU Zhong.New LFM Radar Jamming Technique based on DRFM［D］.Changsha：National University of Defense Technology，2006：74－86.（in Chinese）

［7］沈華，王鑫，戎建剛.基于DRFM的靈巧噪聲干擾波形研究［J］.航天電子對(duì)抗，2007，23（1）：62－64.

SHEN Hua，WANG Xin，RONG Jian－gang.Smart Noise Jamming Waveforms Based on DRFM［J］.Aerospace Electronic Warfare，2007，23（1）：62－64.（in Chinese）

［8］Taylor T N.An Analysis of FM Jamming and Noise Quality Measure［D］.Washington D.C.：Air Force Institute of Technology，1993：3－18.

［9］胡敏，李國(guó)林，于靜.對(duì)多普勒引信的離散移頻干擾［J］.電訊技術(shù)，2009，49（12）：57－60.

HU Min，LI Guo-lin，YU Jing.Shift-Frequency Jamming in Different Time Period against Doppler Fuze［J］.Telecommunication Engineering，2009，49（12）：57－60.（in Chinese）

［10］David Adamy.EW101：A First Course in Electronic Warfare［M］.London：Artech House，2001：171.

HU Min was born in Jiangshan，Zhejiang Province，in 1981. He is currently working toward the Ph.D.degree.His research interests include median-and-short range military targets detection，recognition and information countermeasures.

Email：humin－0909＠yahoo.cn

李國(guó)林（1956－），男，吉林人，教授，博士生導(dǎo)師；

LI Guo-lin was born in Jilin Province，in 1956.He is now a professor and also the supervisor of the Ph.D.candicate.

張穎（1983－），女，山東煙臺(tái)人，碩士，助教。

ZHANG Ying was born in Yantai，Shandong Province，in 1983. She is now a teaching assistant with the M.S.degree.

Study on Digital Multidelay Smart Jamming Signal

HU Min，LI Guo-lin，ZHANG Ying
（Naval Aeronautical and Astronautical University，Yantai 264001，China）

To meet the requirement of digital jammer for digital coherent jamming signal when jamming pulse compression receiver，digital multidelay smart jamming signal is studied.Firstly，mathematical model of digital multidelay smart jamming signal which can be used for representing cycle-retransmitting jamming signal，multifalse-target in single pulse duration jamming signal and digital multidelay smart noise is established.Posteriorly，the deceiving and noise jamming mechanism of pulse compression receiver by digital multidelay smart noise is analysed.Then，two algorithms of digital multidelay smart noise are presented based on digital delay accumulation and fast convolution modulation.Finally，taking the LFM signal as example，the pre-and-post matched filter characteristics in time domain，frequency domain and time-frequency domain of digital multidelay smart noise generated by two different algorithms are analysed by simulation.The study shows that digital multidelay smart noise can effectively jam pulse compression receiver and achieves the effect of multi-false-target in single pulse deceiving and noise cover-up.

radar countermeasure；coherent jamming；smart noise；multidelay jamming signal；convolution modulation jamming signal

TN972

A

10.3969／j.issn.1001－893x.2010.06.005

胡敏（1981－），男，浙江江山人，博士研究生，主要研究方向?yàn)檐娪媚繕?biāo)中近程探測(cè)、識(shí)別與信息對(duì)抗技術(shù)；

1001－893X（2010）06－0021－07

2010－01－26；

2010－04－06