基于IR2101最大功率跟蹤逆變器的設計與實現(xiàn)

蔣 林，肖 偉，珍瑪曲宗，普 頓

（西藏大學 工學院 電子信息系，西藏 拉薩 850000）

隨著工業(yè)和科學技術(shù)的不斷發(fā)展，對電能質(zhì)量的要求將越來越高，包括市電電網(wǎng)在內(nèi)的原始電能的質(zhì)量可能滿足不了設備要求，必須經(jīng)過電力電子裝置變換后才能使用，而DC/AC逆變技術(shù)在這種變換中將起到重要的作用。根據(jù)市場趨勢，逆變器的選型安裝越來越傾向于小型化、智能化、模塊化等方向發(fā)展，其控制電路主要采用數(shù)字控制，系統(tǒng)的安全性，可靠性以及擴展性，同時將各個完善的保護電路考慮其中。因此，這里提出一種基于IR2101的最大功率跟蹤逆變器設計方案。

1 IR2101簡介

IR2101是雙通道、柵極驅(qū)動、高壓高速功率驅(qū)動器，該器件采用了高度集成的電平轉(zhuǎn)換技術(shù)，大大簡化了邏輯電路對功率器件的控制要求，同時提高了驅(qū)動電路的可靠性。同時上管采用外部自舉電容上電，使驅(qū)動電源數(shù)目較其他IC驅(qū)動大大減少，在工程上減少了控制變壓器體積和電源數(shù)目，降低了產(chǎn)品成本，提高了系統(tǒng)可靠性。

IR2101采用HVIC和閂鎖抗干擾制造工藝，集成DIP、SOIC封裝。其主要特性包括：懸浮通道電源采用自舉電路；功率器件柵極驅(qū)動電壓范圍10～20 V；邏輯電源范圍5～20 V，而且邏輯電源地和功率地之間允許+5 V的偏移量；帶有下拉電阻的CMOS施密特輸入端，方便與LSTTL和CMOS電平匹配；獨立的低端和高端輸入通道。IR2101的內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。

圖1 IR2101內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 IR2101 internal structure diagram

圖1中，HIN為邏輯輸入高；LIN為邏輯輸入低；VB為高端浮動供應；HO為高邊柵極驅(qū)動器輸出；VS為高端浮動供應返回；VCC為電源；LO為低邊柵極驅(qū)動器輸出；COM為公共端。

2 系統(tǒng)硬件設計

根據(jù)系統(tǒng)設計功能需求，其硬件組成框圖如圖2所示。該系統(tǒng)硬件設計是由SPMC75F2413A單片機[1-2]主控制器模塊、外部供能系統(tǒng)（普通或光伏）、斬波電路模塊[3]、IR2101逆變電路模塊[4-6]和最大功率跟蹤外部電路模塊組成。通過最大功率跟蹤外部電路模塊檢測外部電壓，將檢測值返回到SPMC75F2413A主控制器中。斬波電路模塊通過主控制器對其控制，實現(xiàn)最大功率跟蹤。外部供能系統(tǒng)是為各個模塊提供電源。IR2101逆變電路模塊主要實現(xiàn)DC/AC的轉(zhuǎn)換，并由斬波電路為其提供最大功率點的電能。

圖2中的SPMC75F2413A單片機正常工作電壓為5 V，但是其他模塊所加的電壓不同，斬波電路模塊與IR2101逆變電路模塊所加的電壓為15 V，因為IR2101的正常工作電壓為 10～20 V。

圖2 系統(tǒng)硬件總體設計框圖Fig.2 Overall design diagram of system hardware

2.1 IR2101逆變電路

IR2101逆變電路原理圖如圖 3所示，H1、H2為IR2101集成驅(qū)動芯片，VQ1、VQ2、VQ3、VQ4為 MOS 管，Up、Un、Vp、Vn 是SPMC75F2413A單片機中輸出的兩相四路PWM波，其中Up、Un是一相PWM波的上下臂，Vp、Vn為另一相 PWM波的上下臂，由于單片機中輸出的PWM波不能驅(qū)動大功率MOS管，因此利用IR2101的電容自舉功能，通過二極管VD1、VD2（采用肖特基管所具有的快恢復功能，提升電容充電電壓，關(guān)斷過程減少消耗能量）對自舉電容C1、C2進行充電，以此提升驅(qū)動MOS管的信號電壓，使其具有擴大信號輸出的功能，擴大后的信號 PWM波就能有序地控制VQ1、VQ2、VQ3、VQ4的通斷，在逆變電路中同一相的上下臂的驅(qū)動信號是互補。

圖3 IR2101逆變電路原理圖Fig.3 Schematic diagram of IR2101 inverter circuit

當Up輸入高時，HO輸出也為高，通過IR2101的電容自舉功能，就能控制VQ1導通，此時由于LO輸出為低，不能驅(qū)動VQ2，因此VQ2處于關(guān)斷狀態(tài)，同時Vp也輸入一個高電平，即HO為高，使VQ4處于導通狀態(tài)，而此時VQ3處于關(guān)斷狀態(tài)，因此 T1→VQ1→R5（負載）→VQ4→GND 形成一個通路。 反之，當Up、Vp為低電平，Un、Vn為高電平時，即電流的主要流向為T1→VQ3→R5（負載）→VQ2→GND，4 個 MOS 管開關(guān)器件有序地交替通斷，進而在R5(負載)處形成了交流電。在實際應用中為了防止上下臂同時導通而造成短路，在軟件設計的過程中，添加了死區(qū)時間，來保護整個電路。

2.2 斬波電路

斬波電路原理圖如圖4所示，該電路主要用于進行最大功率跟蹤，其電源為獨立電壓源，R6（30 Ω/30 W）為功率電阻，其主要作為電源內(nèi)阻，R7、R8是為了檢測負載端的電壓值而形成的分壓電路，通過Ud1進行檢測，將檢測結(jié)果返回到單片機中進行處理，通過調(diào)節(jié)PWM波的占空比，進而控制VQ5開啟與關(guān)斷的時間。當檢測到Ud1×（R7+R8）/R8的值大于一半時，單片機就會將斬波電路的占空比調(diào)大，讓其通過的電壓增大，進而使其值接近光伏電池的一半，如果檢測到其值小于一半的時候，會將占空比調(diào)小，讓其通過的電壓變小，這樣通過跟蹤電壓來實現(xiàn)頻率的跟蹤功能。

圖4 斬波電路原理圖Fig.4 Schematic diagram of chopper circuit

2.3 最大功率跟蹤模型分析

本設計為了實現(xiàn)最大功率的跟蹤模型，如圖5所示電路，使得內(nèi)阻Rs和外阻Rb相等，Ud的電壓為電池電源的一半就可以得到電池輸出功率最大了，這種情況應用于線性電路中，但是在非線性電路中也可以利用這個原理，本項目通過電壓跟蹤的功能，實現(xiàn)最大功率的跟蹤，主要通過調(diào)節(jié)PWM波的占空比大小實現(xiàn)本功能。

圖5 最大功率跟蹤模型圖Fig.5 Maximum power tracking model diagram

3 系統(tǒng)軟件設計

A/D采樣函數(shù)流程圖如圖6所示，此函數(shù)主要是用于采集負載端的的電壓值，最后轉(zhuǎn)換為幅度調(diào)制系數(shù)。本此函數(shù)中使用了CMT0定時器中斷，在此中斷中進行了A/D采樣，將采集的電壓值與換算后的電源電壓中點值 Vmid（見圖 4，即 利用 R7、R8組成分壓電路，R7:R8=9:1），進行比較，當差值的絕對值大于100的時候，判斷為采集值出現(xiàn)異常，強制將電源電壓轉(zhuǎn)換后的中點值轉(zhuǎn)換為幅度調(diào)制系數(shù)，當二者之間的差值的絕對值小于100時，將差值加到Vmid上，然后再轉(zhuǎn)換為幅度調(diào)制系數(shù)，最后返回中斷。

圖6 A/D采樣子函數(shù)流程圖Fig.6 Flow chart of A/D sampling sub-function

在本函數(shù)中斬波電路的PWM中斷使用了TPM2中斷，在此中斷中使用了幅度調(diào)制系數(shù)去調(diào)節(jié)斬波電路的PWM波的占空比，進而實現(xiàn)電壓的跟蹤功能，最終是實現(xiàn)最大功率的跟蹤。斬波電路PWM中斷子函數(shù)流程圖如圖7所示。

圖7 斬波電路PWM中斷子函數(shù)流程圖Fig.7 Flow chart of chopper circuit PWM interrupt sub-function

4 最大功率測試結(jié)果

對斬波電路后的J2點進行測試的，將J2點處接1個30 W/30 Ω的功率電阻作為負載，測試出表1中的各項數(shù)據(jù)。

表1 測試結(jié)果表Tab.1 Test results table

5 結(jié)束語

本設計方案采用具有出色性能的定時器PWM信號發(fā)生器組的16位結(jié)構(gòu)的微處理器SPMC75F2413A單片機進行設計，主要利用了此單片機的PWM信號發(fā)生器組產(chǎn)生控制逆變電路和斬波電路的PWM波，還利用了IR2101的自舉功能，對功率MOS管進行有序驅(qū)動，實現(xiàn)逆變，控制斬波電路的PWM波占空比，實現(xiàn)了最大功率的跟蹤逆變器的設計。通過驗證，輸出的正弦交流信號十分明顯，并具有最大功率的跟蹤功能。

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