(電子科技大學(xué) 通信抗干擾技術(shù)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,四川 成都 610054)
對(duì)快速跳頻通信系統(tǒng)(FFH)抗干擾收發(fā)技術(shù)的研究主要集中在系統(tǒng)敵意干擾環(huán)境下的分集合并算法以及與之相結(jié)合的信道編碼上[1-3]。分集技術(shù)是通信系統(tǒng)提高魯棒性十分有效的方法。所謂分集,就是把包含同一信息的信號(hào)分別用多個(gè)支路進(jìn)行傳輸。如果某些支路中的信號(hào)經(jīng)歷了深度衰落或敵意干擾,而其他相對(duì)獨(dú)立的支路中可能仍包含著較強(qiáng)的信號(hào),則在接收端可以得到若干個(gè)不同信號(hào)樣式的分量。系統(tǒng)根據(jù)一定的判定準(zhǔn)則把這些分量加以處理可增加系統(tǒng)對(duì)所傳信息判決的準(zhǔn)確性。常見分集方式有空間分集、頻率分集、時(shí)間分集、極化分集等。在FFH系統(tǒng)應(yīng)用中一般采用時(shí)間分集。由于跳頻通信的特點(diǎn),F(xiàn)FH系統(tǒng)的時(shí)間分集通常伴隨著頻率分集。頻率分集是在不相關(guān)載頻上傳送相同信息符號(hào),其工作原理是基于在信道相關(guān)帶寬之外的頻率上出現(xiàn)同樣的衰落或干擾概率很小。在理論上,不相關(guān)信道產(chǎn)生同樣衰落的概率是各自產(chǎn)生衰落的概率的乘積。盡管分集合并的方法很多,如線性合并(LC)、自歸一化合并(SZ)、乘積合并(PC)、削波合并(CC)、最大似然合并(ML)等,它們的框架結(jié)構(gòu)是相似的,區(qū)別在于對(duì)接收數(shù)據(jù)的處理算法不同。由于乘積合并不需要系統(tǒng)的副信息,并且性能表現(xiàn)較好,因而得到廣泛的應(yīng)用。
以往許多學(xué)者[4-6]都是在最壞部分頻帶干擾條件下研究FFH系統(tǒng)抗干擾的性能,在信干比極低的條件下,最壞部分頻帶干擾就是全頻帶干擾,但是這樣干擾方就會(huì)付出相當(dāng)大的代價(jià)來實(shí)現(xiàn)這種干擾模式,因此實(shí)際中在低信干比時(shí)非最壞部分頻帶干擾會(huì)更普遍,本文也致力于研究在低信干比條件下如何改進(jìn)傳統(tǒng)的乘積合并接收機(jī)(PCR)來提高系統(tǒng)的性能。
系統(tǒng)模型如圖1所示,定義跳頻總帶寬為Wss,比特持續(xù)時(shí)間為Tb,跳頻駐留時(shí)間為 Th,Th=Tb/L,B=1/Th為每一跳的跳頻帶寬,部分頻帶干擾因子為r,r表示部分頻帶占總跳頻帶寬的比例,隨機(jī)變量ql表示第l跳的干擾狀態(tài),ql=0表示第l跳未干擾,ql=1表示第l跳被干擾,并且 Pr{ql=0}=1-r,Pr{ql=1}=r。
L個(gè)跳頻信號(hào)中第l個(gè)解跳信號(hào)可表示為r(t)[6]:
其中fm表示基帶信號(hào)頻率,表示信號(hào)幅度,θl是在[0,2π]上服從均勻分布的隨機(jī)相位,w(t)表示零均值、方差為N0B的高斯白噪聲,N0為高斯白噪聲的單邊功率譜密度,Jql(t)表示隨機(jī)分布在系統(tǒng)工作頻帶上的部分頻帶干擾,干擾和噪聲的方差可以綜合表示為:
其中NJ為部分頻帶的等效單邊功率譜密度,令部分頻帶干擾的總功率為PJT,則:
定義信干比Eb/Nj@SJR。
傳統(tǒng)的PCR的機(jī)理是信息符號(hào)在等能量地分配到各支路分集時(shí),各支路乘積值最大。假設(shè)系統(tǒng)各正交信號(hào)的相關(guān)分集支路子集能量總和相同,則有相關(guān)分集支路間的能量差異越大,其乘積值越小。通常情況下,信號(hào)所處的各分集支路能量差異小,而由于干擾信號(hào)和分集支路的非相關(guān)性,故當(dāng)傳輸信道中存在敵意干擾信號(hào)時(shí),非信號(hào)所處的分集支路能量差異大,但若信干比小于0 dB且部分頻帶干擾為非最壞時(shí),信號(hào)分集支路能量可能會(huì)非常小而傳空分集支路能量可能會(huì)非常大,這種情況下傳統(tǒng)的PCR不能有效地削弱干擾,為了改善系統(tǒng)的性能,可以通過檢測(cè)能量差異的方法來改進(jìn)傳統(tǒng)的PCR,其主要思想是通過檢測(cè)信號(hào)的L分集支路的能量值差異來判決被干擾跳數(shù),假設(shè)l跳被干擾,那么就可以利用剩下的(L-l)跳的能量值來估計(jì)被干擾跳的能量值。
解跳后的跳頻信號(hào)經(jīng)帶寬為B的帶通濾波器后進(jìn)入平方律檢波器的輸出為 Rm,ql,m=1,2,定義兩支路的 L跳信號(hào)能量平均值為:
能量差異檢測(cè)系數(shù)設(shè)定為 ρ1、ρ2,則經(jīng)過改進(jìn)的 PCR輸出的數(shù)據(jù)為:
在這一節(jié)中,對(duì)改進(jìn)的乘積合并接收機(jī)的抗干擾性能進(jìn)行了通信鏈路仿真,并結(jié)合傳統(tǒng)的削波合并接收機(jī)和乘積合并接收機(jī)來比較它們之間性能的差異,削波合并接收機(jī)由于利用了系統(tǒng)的副信息(如每條信號(hào)功率、噪聲功率)而表現(xiàn)性能最好,在這里可以當(dāng)做是一個(gè)參考標(biāo)準(zhǔn)。上一節(jié)中的系數(shù)ρ1和ρ2是通過仿真搜尋的,搜尋的原則是使系統(tǒng)的性能達(dá)到最佳。令部分頻帶干擾因子分別為 0.1、0.3、0.5,分集數(shù)設(shè)定為 L=3。
圖2比較了改進(jìn)的乘積合并接收機(jī)和傳統(tǒng)的乘積合并接收機(jī)的性能差異。從圖中可以看出,在低信干比的條件下,改進(jìn)的乘積合并接收機(jī)性能要明顯優(yōu)于傳統(tǒng)的乘積合并接收機(jī),隨著部分頻帶干擾因子的增加,系統(tǒng)的誤碼平層逐漸升高,且兩種接收機(jī)的性能差異也越來越小。這是由于改進(jìn)的乘積合并接收機(jī)主要是利用未被干擾的數(shù)據(jù)信息來設(shè)置門限的,若干擾概率增加,則通過它設(shè)置的門限就會(huì)出現(xiàn)比較大的偏差,但是在干擾因子為0.1、0.3、0.5時(shí),其性能還是要優(yōu)于傳統(tǒng)的乘積合并接收機(jī)。
圖3對(duì)比了改進(jìn)的乘積合并接收機(jī)與參考標(biāo)準(zhǔn) (削波合并接收機(jī))的差異,圖4對(duì)比了傳統(tǒng)的乘積合并接收機(jī)與參考標(biāo)準(zhǔn)之間的差異,這兩幅圖整體的趨勢(shì)與圖2相似,只是改進(jìn)的乘積合并接收機(jī)更接近于參考標(biāo)準(zhǔn),而且它是不需要系統(tǒng)的相關(guān)副信息,因而在不增加系統(tǒng)的設(shè)計(jì)復(fù)雜度的前提下提高了傳統(tǒng)的乘積合并接收機(jī)抗部分頻帶干擾的性能。
本文通過一種能量差異檢測(cè)方法改進(jìn)了乘積合并接收機(jī),有效地削弱了部分頻帶干擾,尤其在低信干比條件下且部分頻帶干擾非最壞時(shí),其性能比傳統(tǒng)的PCR更好。非最壞部分頻帶干擾環(huán)境很有研究意義,因?yàn)樵谕ㄐ胖校蓴_方和抗干擾方其實(shí)就是互相博弈,若干擾方采用最壞部分頻帶干擾,則要付出更寬的帶寬和更高的干擾功率,因其代價(jià)高昂而被摒棄,所以實(shí)際中在低信干比時(shí)多采用非最壞干擾模式。在以后的研究中,將會(huì)更多地根據(jù)環(huán)境需求或敵意干擾模式采用適合的抗干擾技術(shù),來對(duì)抗干擾技術(shù)內(nèi)容進(jìn)行深入的探討。
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