基于自干涉驅(qū)動技術的超聲波飛行時間測量系統(tǒng)優(yōu)化設計

王雪峰，唐禎安

(大連理工大學電子科學與技術學院，遼寧大連116023)

作為超聲波測距、超聲波流量計量中的關鍵技術，超聲波飛行時間測量技術越來越受到人們的重視［1－2］。為提高檢測精度，包括閾值檢測在內(nèi)的很多方法已成功應用到工業(yè)測量的各個領域［3－6］。然而，隨著檢測精度要求的逐步提高，超聲波換能器與流場之間的阻抗不匹配、測量環(huán)境復雜多變、換能器激發(fā)遲滯等問題，嚴重地阻礙了傳統(tǒng)測量方法的繼續(xù)推廣與應用［7－8］。

圖1所示為超聲波換能器接收信號壓電轉換遲滯現(xiàn)象示意圖。脈沖信號經(jīng)流場由發(fā)射換能器向接收換能器傳播。超聲波信號到達接收端，接收換能器經(jīng)壓電轉換將傳播信號轉化為電壓信號。當接收信號電壓幅值超過預先設定的電壓閾值時，通過計算信號到達時間與發(fā)射脈沖的時間間隔即可得到超聲波飛行時間。實際測量中，壓電換能器、工況條件及換能器間的相對距離都會改變接收信號遲滯時間，影響超聲波飛行時間的檢測精度［9］。

圖1 超聲波換能器接收信號壓電轉換遲滯示意圖

此外，在實際測量中受環(huán)境噪音的干擾，超聲波接收信號會發(fā)生變形，產(chǎn)生閾值檢測偏差［10］。情況嚴重時，初始到達低幅值超聲波信號會完全淹沒在噪音中。此種條件下，接收波形經(jīng)閾值檢測后會出現(xiàn)錯波或漏波，極大的影響了結果的準確性［11］。為解決上述問題，本文結合自干涉驅(qū)動技術與雙閾值擬合算法，提出了一種測量超聲波飛行時間的新方法。

1 自干涉驅(qū)動技術

方波脈沖信號經(jīng)超聲波換能器轉換后形成衰減的正弦波［12］:

其中，n，a，ω，φ為換能器特性參數(shù)，A為脈沖波幅值，ω是換能器諧振角頻率，t代表超聲波傳播時間。假設由同一發(fā)射換能器產(chǎn)生兩列連續(xù)的脈沖波:

td為脈沖波的時間間隔，u(t)代表單位階躍函數(shù)。疊加兩列脈沖波形成組合脈沖序列:

當時間間隔td=(2k+1)π/ω小于等效信號波長，由式(2)可知，前后發(fā)射脈沖波形經(jīng)超聲波換能器轉換后存在干涉現(xiàn)象，波形相位翻轉180度。此外，當傳播時間滿足式(4)的條件時，發(fā)射信號波形產(chǎn)生包絡線過零點。

根據(jù)上述公式推導，通過計算發(fā)射、接收信號的包絡線過零點時間間隔可以直接得到超聲波信號在換能器間的傳播時間。然而實際測量中，由于噪聲干擾經(jīng)常淹沒包絡線過零點，常規(guī)的過零點檢測方法容易產(chǎn)生測量誤差。為克服這一問題，本文通過調(diào)節(jié)發(fā)射脈沖波的時間間隔產(chǎn)生自干涉驅(qū)動波形，利用接收信號包絡線過零點前后相位翻轉現(xiàn)象，通過CPLD相位檢測技術測量相位翻轉時間從而確認接收信號到達時間。

圖2所示為自干涉驅(qū)動波示意圖。自干涉驅(qū)動信號由三部分組成:①發(fā)射換能器輸出一列6個低幅值驅(qū)動脈沖(脈沖#1);②當?shù)谝涣忻}沖輸出后，2個高幅值脈沖按相反相位激發(fā)換能器(調(diào)節(jié)脈沖);③相位、幅值調(diào)節(jié)后，保持相位、幅值輸出第二列6個脈沖(脈沖#2)。通過調(diào)節(jié)脈沖的相位、幅值使順序發(fā)射兩列脈沖波自干涉出現(xiàn)包絡線過零點。經(jīng)實際檢測校準，將調(diào)節(jié)脈沖第二個脈沖波的上升沿作為發(fā)射脈沖相位檢測觸發(fā)信號。

圖2 自干涉驅(qū)動波示意圖

圖3為接收信號相位檢測飛行時間示意圖。自干涉驅(qū)動波經(jīng)流場由發(fā)射換能器向接收換能器傳播。超聲波信號到達接收端，經(jīng)放大、濾波電路調(diào)理后與比較器預先設定的電壓閾值進行比較。當接收信號超過電壓閾值時，比較器輸出翻轉，觸發(fā)信號同步鎖存進CPLD供相位檢測模塊調(diào)用。系統(tǒng)中CPLD通過設定計數(shù)器實現(xiàn)兩項功能:①超聲波發(fā)射信號及比較器觸發(fā)信號時間間隔計數(shù);②接收信號脈寬檢測。實際測量中，當比較器觸發(fā)信號產(chǎn)生脈寬異常時，系統(tǒng)利用CPLD計數(shù)功能對接收脈寬進行校準。若滿足預先設定檢測要求，初始相位翻轉時間即為接收信號到達時間。最后，CPLD計數(shù)器計算發(fā)射脈沖及接收信號相位翻轉時間差得到超聲波飛行時間。

圖3 超聲波飛行時間相位檢測原理圖

2 雙閾值擬合算法

本文設計的超聲波飛行時間測量系統(tǒng)通過檢測比較器觸發(fā)信號完成接收波形相位檢測?？紤]到觸發(fā)信號與CPLD計數(shù)脈沖存在同步偏差，檢測精度受比較器閾值限制，該方法很難準確定位相位翻轉初始時間即接收信號包絡線過零點。為克服上述問題，本文結合數(shù)值擬合方法，對包絡線過零點通過數(shù)值計算精確定位。圖4所示為包絡線過零點雙閾值擬合算法示意圖。V1，V2為比較器設定檢測閾值，t1，t2表示比較器翻轉時間，t0表示接收信號自干涉波形過零點。該方法利用兩點接收信號檢測數(shù)據(jù)，將超聲波信號上升沿近似擬合為指數(shù)函數(shù)形式，形如:A=a(t－t0)n。其中，A為接收信號擬合計算電壓值，a為接收波形幅值參數(shù)，t0為接收脈沖到達時間，t為脈沖傳播時間，n為曲線擬合參數(shù)。為確定該函數(shù)最合理的冪指數(shù)數(shù)值，我們將擬合函數(shù)與實際接收波形進行比較。通過對比，接收信號上升沿與n=2時的擬合函數(shù)吻合程度最高，因此拋物線函數(shù)被選定為包絡線過零點計算的擬合函數(shù)。

圖4 雙閾值擬合算法原理圖

為簡化系統(tǒng)設計，本文利用雙比較器實現(xiàn)相位偵測及接收信號閾值測量，結果如式(5)、式(6)所示。當比較器1監(jiān)測數(shù)據(jù)顯示接收波形出現(xiàn)相位翻轉，比較器2打開并按預先設定閾值對接收信號進行檢測。通過對雙比較器檢測數(shù)值推導計算，實現(xiàn)接收信號包絡線過零點求解，結果如式(7)所示:

其中，r=V2/V1為接收波形上下限閾值電壓之比。經(jīng)實驗驗證，采用比較器閾值檢測技術進行過零點測量，不需要非線性迭代計算推導擬合參量，能夠極大的降低計算成本，簡化計算步驟。

為衡量算法的穩(wěn)定性及測量誤差容限，本文利用式(5)、式(6)的推導公式(t2－t1)2=(V1/a)·(r1/2－1)2，對式(7)進行微分計算，結果如式(8)所示:

式(8)結果表明，調(diào)節(jié)比較器設定的閾值可以改變系統(tǒng)測量精度。當比較器1閾值范圍設置過低，閾值檢測容易受到環(huán)境噪聲干擾，系統(tǒng)檢測穩(wěn)定性將變差。此外，兩個閾值比較器設定數(shù)值之比增加也會造成系統(tǒng)檢測不穩(wěn)定。對比實驗結果，當r的取值范圍控制在1.5－2.5之間，系統(tǒng)穩(wěn)定性最高且過零點測量結果最準確。

3 硬件設計

系統(tǒng)硬件由模擬電路和數(shù)字電路兩部分組成如圖(5)所示。核心器件為TI公司的數(shù)字信號處理器DSP TMS320F2812及Xilinx公司的復雜可編程邏輯器件CPLD XC2C128。其中，DSP負責時間調(diào)控、擬合算法處理、飛行時間綜合計算及外圍模塊管理。CPLD負責驅(qū)動波形激勵、接收波形脈寬校準以及飛行時間整周期計數(shù)。系統(tǒng)啟動后，由CPLD、電壓控制模塊生成40 kHz自干涉驅(qū)動波激勵超聲波換能器。圖6所示為CPLD趨動波形時序仿真及幅值電壓控制模塊硬件原理圖。由圖可見，自干涉驅(qū)動波由40 kHz時鐘經(jīng)相位、幅值調(diào)節(jié)后生成。CPLD利用分頻器對40 MHz晶振分頻產(chǎn)生兩組相位相反的40 kHz輔助時鐘，并根據(jù)驅(qū)動波自干涉條件設定相位、幅值控制信號。在相位控制信號的上升沿、下降沿，系統(tǒng)觸發(fā)不同的輔助時鐘，完成驅(qū)動波形的相位調(diào)節(jié)。幅值調(diào)節(jié)電路由電容、穩(wěn)壓器(7 805)、三極管(2SC1815)及分壓電阻構成。當CPLD輸出3.3 V幅值控制信號，三極管工作在飽和區(qū)，穩(wěn)壓器輸出端旁路電阻R3直接與地連接，輸出電壓為5 V。當CPLD輸出0 V幅值控制信號，三極管工作在截止區(qū)，調(diào)整R2、R3電阻值，輸出端電壓將達到12 V。因此，通過調(diào)控CPLD的幅值控制信號可以產(chǎn)生5 V、12 V變化的驅(qū)動電壓。最后，經(jīng)CPLD相位調(diào)節(jié)后的驅(qū)動信號輸入到開關場效應管柵極，輸出端將產(chǎn)生幅值變化的自干涉驅(qū)動波。

圖5 系統(tǒng)硬件結構圖

圖6 自干涉驅(qū)動波時序仿真及硬件原理圖

自干涉驅(qū)動波經(jīng)發(fā)射換能器激勵后向接收換能器傳送。超聲波信號抵達接收端，經(jīng)放大、濾波調(diào)理電路處理后輸入到閾值比較器1。當輸入結果超過比較器預先設定的觸發(fā)值時，比較器翻轉并鎖存觸發(fā)時間進CPLD。CPLD脈寬檢測模塊通過對比較器1觸發(fā)生成的脈沖進行脈寬檢測判斷接收信號相位是否出現(xiàn)翻轉。如果脈寬檢測發(fā)生變化即認為接收信號出現(xiàn)相位翻轉，比較器2啟動并按預先設定值對接收波形二次比較及同步鎖存觸發(fā)時間。最后，CPLD檢波單元對比較器1、2采集到的脈寬信號綜合校驗。當檢測結果滿足脈寬設計要求，比較器觸發(fā)時間將傳送至DSP利用擬合算法計算超聲波飛行時間。

4 測試及結果

為驗證系統(tǒng)的有效性，將超聲波飛行時間檢測結果輸入如圖7所示的超聲波測距實驗平臺。

圖7 超聲波測距系統(tǒng)實驗平臺

檢測平臺經(jīng)光學系統(tǒng)校準后檢測范圍為20 mm～200 mm，兩個超聲波換能器面對面安裝在檢測平臺兩側。自干涉驅(qū)動波由發(fā)射換能器經(jīng)空氣向接收換能器傳播。信號到達接收端后，系統(tǒng)對比較器觸發(fā)信號進行處理，得到超聲波飛行時間。通過式(9)計算探頭間距。

其中，STOF為超聲波傳輸距離，C為超聲波在空氣中傳播速度，TTOF為系統(tǒng)檢測得到超聲波飛行時間。在實驗室環(huán)境下，為規(guī)避無關因素干擾，有效提高檢測精度，系統(tǒng)以20 mm作為步長單位在40 mm至180 mm間改變檢測距離。相對誤差計算公式如式(10)所示。其中，Sstandard為光學校準的標準檢測距離，Erelative表示測量結果與標準值之間的相對誤差。結果如圖8所示:

圖8 不同間距條件下超聲波測距檢測相對誤差

5 結論

本文結合雙閾值擬合算法，將自干涉驅(qū)動波技術應用于超聲波飛行時間測量，克服了以往閾值檢測中壓電換能器遲滯時間不確定、信號到達觸發(fā)時間不同步等問題，增強了系統(tǒng)抗干擾能力并有效地提高了系統(tǒng)穩(wěn)定性。同時，系統(tǒng)憑借DSP高速信號處理器的數(shù)據(jù)處理能力、CPLD復雜可編程邏輯器件的高效相位檢測功能，結合雙閾值擬合算法，保證了系統(tǒng)檢測的實時性，提高了測量分辨率。為驗證系統(tǒng)性能，本文將超聲波飛行時間計算結果帶入超聲波測距實驗平臺。實驗結果表明在40 mm到180 mm測量范圍內(nèi)，相對誤差絕對值小于0.8%，平均誤差小于0.4%。對比飛行時間普通閾值檢測技術，本系統(tǒng)提出的檢測方法有效地提升了檢測精度。通過重復性實驗，系統(tǒng)穩(wěn)定性及重復性相比常規(guī)方法也有大幅度提升。

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